. Elemente DE Organizare A Liniilor Radio In Gama Undelor Ultrascurte

CUPRINS

INTRODUCERE…………………………………………………………………………………………………….1

PROPAGAREA UNDELOR ULTRASCURTE(UUS)

1.1. Noțiuni de bază referitoare la propagarea undelor radio……………………………….2

1.2. Propagarea UUS în limitele orizontului vizibil………………………………………………3

I.2.1. Propagarea la distanțe mult mai mici decât vizibilitatea directă…………………3 I.2.2. Propagarea la distanțe apropiate de limita vizibilității directe……………………5

I.2.3. Influența accidentărilor de teren de la suprafața pământului……………………..6

1.3 Propagarea troposferică a UUS……………………………………………………………………7

1.4.Propagarea ionosferică a UUS……………………………………………………………………10

1.4.Propagarea meteorica a UUS……………………………………………………..

TIPURI DE MODULAȚII FOLOSITE ÎN GAMA UUS

II.1. Performanța sistemelor de comunicații în prezența zgomotului…………………13

II.2. Modulația de fază și frecvență………………………………………………………………….17

II.3. FSK (FREQUENCY SHIFT KEYING)……………………………………………………….21

II.4. BPSK (BINARY PHASE SHIFT KEYING)………………………………………………..25

II.5. QPSK (QUADRATURE PHASE SHIFT KEYING)…………………………………….27

II.6. MSK (MINIMUM SHIFT KEYING)………………………………………………………….30

3.MIJLOACE MODERNE FOLOSITE IN GAMA UUS

3.1. Generalități …………………………………………………………………………………………..36

3.2 Stația radio cu salt de frecvență PANTHER 2000–V (RACAL)………………47

III.4. Lupta împotriva sistemelor cu spectru împrăștiat……………………………………51

CONCLUZII…………………………………………………………………………………………………………53

ANEXA 1………………………………………………………………………………………………………………55

ANEXA 2………………………………………………………………………………………………………………60

BIBLIOGRAFIE…………………………………………………………………………………………………..62

=== Capitolul1 ===

CAPITOLUL I

Propagarea undelor ultrascurte

I 1. Noțiuni de bază referitoare la propagarea undelor radio

Orice linie de radiocomunicații constă din trei părți principale: emițător, receptor și linia care le unește. În cazul comunicațiilor prin fire, rolul liniei intermediare este îndeplinit de fire aeriene sau de un cablu. În cazul comunicațiilor radio, rolul liniei intermediare este îndeplinit de mediul (spațial) în care se propagă undele radio. Din acest punct de vedere, un interes deosebit îl prezintă studierea legilor de propagare a undelor radio în scopul alegerii lungimilor de undă, a puterii emițătorului și a intensității câmpului, necesare pentru recepția sigură a unuia sau a altui tip de emisie.

Undele radio reprezintă oscilații electromagnetice. O caracteristică principală a lor este distanța dintre două noduri sau ventre ale undei, numită lungime de undă și notată cu Frecvența este legată de lungimea de undă prin relația:

(I.1) (I.2)

unde: – lungimea de undă

f – frecvența oscilațiilor

v – viteza propagării undei într-un mediu oarecare

c – viteza de propagare a undelor în vid

n – indicele de refracție al mediului respectiv

Într-un mediu omogen, unda se propagă în linie dreaptă, cu viteză constantă însă la trecerea undei dintr-un mediu în altul, la limita de separație a celor două medii are loc o refracție și o reflexie a undei.

Unda trece parțial în mediul al doilea (refracție) schimbându-și direcția mișcării și parțial se reflectă la limita de separație (figura I.1.1).

La aceasta, unghiul de incidență este egal cu unghiul de reflexie iar unghiul de incidență și unghiul de refracție sunt legate între ele prin relația:

(I.3)

în care n1 și n2 sunt indicii de refracție al primului și al celui de-al doilea mediu.

În cazul când proprietățile mediului (indicele de refracție al mediului) variază continuu, adică în cazul unui mediu neomogen, unda se refractă și ea continuu și se propagă după o traiectorie curbilinie (fig.I.1.2). Cu cât mediul este mai neomogen, deci cu cât mai mult variază indicele de refracție, cu atât mai mare este și curbura traiectoriei. În cazul în care unda trece dintr-un mediu mai dens, cu indicele de refracție mai mare, într-un mediu mai puțin dens, cu indicele de refracție mai mic (de exemplu din apă în aer), la un unghi suficient de mare, poate să apară fenomenul de reflexie internă totală, adică întreaga energie a undei se reflectă la limita de separație și nu pătrunde în mediul al doilea.

Deseori la locul de recepție sosește nu numai una, ci două sau mai multe unde de aceeași frecvență. Aceste unde pot avea diverse faze, dacă ele vin de la diferite surse sau de la aceeași sursă pe diverse căi. Fenomenul de suprapunere a undelor de aceeași frecvență, dar de fază diferită, se numește interferență. În funcție de diferența de fază, intensitatea câmpului rezultant poate fi mai mare sau mai mică decât intensitățile câmpurilor luate separat.

Dacă undele în drumul lor întâlnesc un obstacol opac, tind să-l ocolească. Fenomenul de ocolire de către o undă, a obstacolelor întâlnite în drum se numește difracție.

Difracția se manifestă mai ales atunci când dimensiunile obstacolului sunt de același ordin de mărime cu lungimea de undă. Dacă obstacolul are dimensiuni foarte mici în raport cu lungimea de undă, acesta nu exercită nici o influență asupra intensității câmpului din spatele său. Dacă obstacolul este de dimensiuni mai mari, practic undele nu îl ocolesc și în spatele acestuia se formează o regiune de umbră.

II. 2. Propagarea UUS în limitele orizontului vizibil

II.2.1 Propagarea la distanțe mult mai mici decât vizibilitatea directă

În domeniul UUS, primele cercetări au fost îndreptate spre stabilirea condițiilor de propagare a acestora în limitele vizibilității directe, la distanțe mici, pe trasee deschise, în care caz suprafața pământului poate fi considerată plană, iar în calea propagării nu există munți, clădiri înalte și alte obstacole importante.

La distanțe mici, în orice punct, câmpul se obține din compunerea a două unde: unda directă și unda reflectată de suprafața pământului (fig. I.2.1). Unda reflectată de pământ există chiar în cazul întrebuințării unor antene cu directivitate mare.

În funcție de diferența dintre lungimile drumurilor parcurse de undele directă și reflectată, câmpul rezultant poate fi mai mare sau mai mic decât câmpul fiecăreia dintre cele două componente. Dacă antena are o înălțime mică în raport cu lungimea traseului (cazul obișnuit în practică) la reflexia pe suprafața pământului faza undei se schimbă cu 180 grade. În acest fel, dacă diferența dintre lungimile de drum ale undelor directă și reflectată este mică (mai mică decât o jumătate de lungime de undă) sau dacă această diferență reprezintă un număr par de lungimi de undă, câmpurile se scad. Dacă însă această diferență de drumuri reprezintă un număr impar de jumătăți de lungimi de undă, câmpurile se adună.

În acest caz, câmpul are un caracter de interferență. Intensitatea câmpului nu scade uniform odată cu creșterea distanței sau a înălțimii deasupra pământului ci se mărește și se micșorează. Ca rezultat, în plan vertical, caracteristica de directivitate este formată din mai mulți lobi (fig. I.2.2.)

Din fig. I.2.2 se vede că înălțând antena de recepție deasupra nivelului de radiație maximă a primului lob, intensitatea câmpului începe să se micșoreze .

Deci este inutil ca înălțimea antenei să fie mai mare decât

(I.4)

unde h1, h2 – înălțimile antenelor de emisie și recepție în m;

r – distanța de-a lungul suprafeței pământului în km;

– lungimea de undă în m.

O formulă simplă pentru calculul intensității câmpului de UUS este formula de reflexie, pentru cazul în care antena de recepție este situată la o înălțime mică în așa fel încât câmpul să fie radiat de partea inferioară a primului lob al diagramei de interferență.

(I.5)

în care: E – valoarea efectivă a intensității câmpului la locul recepției în mV/m;

P – puterea radiată de antenă în KW;

D – factorul de directivitate al antenei în raport cu un vibrator nedirecțional;

h1, h2, r,- au aceeași semnificație ca și la formula anterioară.

Din formulă reiese în mod clar dependența intensității câmpului de lungimea de undă, de înălțimile antenelor și de distanță. Pentru mărirea intensității câmpului este necesar să se înalțe cât mai sus antenele de emisie și de recepție. Intensitatea câmpului este cu atât mai mare cu cât este mai mică lungimea de undă. Creșterea distanței determină o scădere, după o lege pătratică, a intensității câmpului.

Această formulă este valabilă numai dacă antenele sunt ridicate la o înălțime suficient de mare. Se observă că intensitatea câmpului este egală cu zero dacă un din antene este așezată la suprafața pământului, adică atunci când h1 sau h2 este egal cu 0. Acest rezultat nu corespunde realității și formula nu este aplicabilă.

I.2.2 Propagarea la distanțe apropiate de limita vizibilității directe

La mărirea distanței nu se mai poate neglija influența curburii suprafeței pământului. În figura I.2.3 este reprezentată schema propagării UUS pe distanțe la care este deja necesar să se țină seama de sfericitatea pământului.

Din schemă se vede că dacă prin punctul de reflexie a undelor radio se duce o suprafață tangentă la globul pământesc și dacă se consideră înălțimile antenelor de la această suprafață și nu de la suprafața pământului, obținem aceeași schemă de propagare a undelor, ca și în cazul pământului plan. Prin urmare, pentru determinarea intensității câmpului, în acest caz trebuie să se pună așa numitele înălțimi reduse și egale cu distanța cuprinsă între punctul de suspensie al antenei și planul tangent în punctul de reflexie.

La calculul intensității câmpului după formula (I.5) s-a presupus că razele se propagă în linie dreaptă. În realitate, sub influența refracției, traiectoria razei devine curbilinie, ceea ce îngreunează calcului diferenței de cale între raza directă și cea reflectată.

Pentru a putea folosi totuși formula (I.5), s-a introdus noțiunea de rază echivalentă a globului pământesc, care a permis să se țină seama în mod aproximativ de fenomenul refracției atmosferice.

În figura I.2.4 este reprezentată suprafața sferică a pământului și o antenă așezată deasupra acestei suprafețe. Unda radiată se propagă după o anumită curbă și în timpul de recepție se găsește la distanța AB de suprafața pământului.

Dacă considerăm că unda se propagă după o linie dreaptă, pentru ca ea să continue a se găsi la aceeași înălțime deasupra suprafeței pământului la punctul de recepție, trebuie ca raza globului pământesc să se schimbe, deci să fie înlocuită printr-o rază echivalentă.

Pământul cu raza Pământul cu

reală raza echivalentă

Curbura traiectoriei depinde de variația indicelui de refracție al atmosferei la creșterea înălțimii cu o unitate. Prin urmare raza echivalentă a globului pământesc R' depinde de variația indicelui de refracție al atmosferei cu înălțimea. În cazul în care raza se întoarce pe pământ, raza echivalentă a globului pământesc este mai mare decât raza reală. Creșterea aparentă a razei globului pământesc este reprezentată de coeficientul K:

(I.6)

Coeficientul K este legat de indicele de refracție al atmosferei prin relația:

(I.6)

unde este variația indicelui de refracție al atmosferei pentru o creștere a înălțimii cu 1

metru.

În formula (I.5) mărirea razei de curbură a suprafeței pământului este luată în considerare prin schimbarea înălțimilor reduse ale antenei. După cum se vede din figura I.2.3. înălțimea transformată se mărește și prin urmare se mărește și intensitatea câmpului în punctul de recepție. în cazul refracției atmosferice standard, când =4×10-8 m, raza echivalentă a pământului este de K=4/3 ori mai mare decât raza reală.

La propagarea în limitele vizibilității directe intensitatea câmpului este suficient de mare și variază puțin. Se observă în special variații lente ale intensității câmpului. Pentru anularea acestor variații este suficientă utilizarea sistemului RAA

I. 2.3. Influența accidentărilor de teren de la suprafața pământului

În condiții reale, în drumul de propagare al unei unde se întâlnesc multe obstacole, diferite ca înălțime și fără o formă geometrică regulată: dealuri, arbori, construcții. În acest caz calculul intensității câmpului, ținând seama de influența tuturor acestor obstacole este practic imposibil. Când se proiectează, de exemplu, amplasarea unei stații radio pe UUS, calculul teoretic poate da numai o apreciere orientativă asupra intensității câmpului pe teritoriul învecinat.

Intensitatea câmpului depinde foarte mult de profilul terenului. În figura I.2.5este reprezentat profilul terenului, pe una din direcțiile pe care s-au efectuat măsurările în cadrul unor experimente efectuate în Anglia, iar pe grafic punctele corespunzătoare ale intensității măsurate a câmpului. La începutul traseului unde terenul este plan, intensitatea câmpului scade uniform. Apoi terenul urcă până la un vârf de deal. Pe această porțiune, intensitatea câmpului crește odată cu îndepărtarea de emițător. Dincolo de deal intensitatea câmpului scade brusc. Aceasta corespunde zonei de umbră. Mai departe terenul este plan. Pe această porțiune de cale intensitatea câmpului nu se micșorează odată cu creșterea distanței, ci rămâne constantă pe o întindere de 20 km. Acest fenomen se explică prin aceea că vârful dealului parcă ar servi retransmițător natural. La suprafața pământului, în spatele dealului, sosesc două raze: o rază directă din vârful dealului și o a doua rază reflectată de pământul dintre deal și receptor. în cazul unei relații favorabile între fazele razelor directă și reflectată, intensitatea câmpului se mărește, ceea ce în cazul dat a dus la compensarea micșorării intensității câmpului cu distanța.

La proiectarea stațiilor pe UUS este necesar să se știe care va fi intensitatea câmpului în condițiile unui oraș. Un oraș mare trebuie socotit ca un teren foarte accidentat. În punctul de recepție sosesc în afara undei directe și unde reflectate de diferite clădiri și instalații. Chiar în cazul în care între antenele de emisie și recepție există vizibilitate directă, câmpul în punctul de recepție are un caracter foarte complex.

Caracterul câmpului electromagnetic într-un oraș se poate schimba nu numai de la punct la punct ci și în timp din cauza reflexiei undelor radio de vehicule în mișcare.

Se înțelege că pentru o imagine atât de complexă a câmpului și un număr atât de mare de factori care influențează asupra lui, nu se poate da o formulă precisă pentru calculul intensității câmpului. Valoarea medie a intensității câmpului se poate aprecia cel puțin aproximativ cu ajutorul formulelor empirice obținute pe baza generalizării unui mare număr de date experimentale.

Pentru calculul intensității câmpului se poate întrebuința pentru apreciere formula (I.5) dar valorile obținute trebuie înmulțite cu un anumit coeficient a cărui valoare oscilează în limitele 0,25-0,4. În acest caz, înălțimea antenelor trebuie socotită de la suprafața pământului. Chiar și în acest caz se va obține numai o valoare cu totul aproximativă a intensității câmpului.

I.3 Propagarea troposferică a UUS

Factorii principali care contribuie la propagarea în troposferă la distanță a UUS, sunt refracția puternică a undelor radio, reflexia de către straturile neomogene ale troposferei și dispersia datorată neomogenităților turbulente ale troposferei.

Troposfera este neomogenă din punct de vedere al compoziției, presiunii și temperaturii aerului, acestea variind cu înălțimea. Din această cauză și valoarea coeficientului de refracție al undelor electromagnetice variază în funcție de înălțime.

Starea normală a troposferei se caracterizează în general printr-o scădere treptată și uniformă a coeficientului de refracție pe măsură ce înălțimea față de suprafața pământului crește. Faptul că coeficientul de refracție al troposferei scade cu înălțimea face ca undele radio să se propage după o traiectorie curbată în jos, ceea ce le dă posibilitatea să înconjoare suprafața terestră.

Parametrii care determină starea vremii se schimbă însă în funcție de anotimp și de timpul zilei. Corespunzător, modificarea condițiilor meteorologice va determina modificarea valorii coeficientului de refracție atmosferică. Din această cauză traiectoria de propagare a undelor radio se modifică; ea poate suferi o curbură în jos mai accentuată sau chiar o schimbare a curburii în sus. (fig. I.3.1)

Când indicele de refracție scade cu înălțimea mai repede decât în cazul refracției normale, traiectoria undei este îndreptată cu convexitatea în sus și are o rază de curbură mai mică. Dacă indicele de refracție variază cu înălțimea mai mult decât cu 16×10-6 pentru fiecare 100 m înălțime, traiectoria razei devine atât de anevoioasă, încât unda capătă posibilitatea de a se întoarce la suprafața pământului. În cazul refracției pozitive, intensitatea câmpului la o distanță dată de emițător se mărește și distanța de propagare a undelor radio se mărește de asemenea.

Când zona de refracție pozitivă se întinde pe distanțe mari deasupra suprafeței pământului, în regiunea respectivă, UUS pot fi recepționate la distanțe foarte mari de emițător. Propagarea UUS în acest caz are loc în felul următor: raza care s-a întors pe pământ se reflectă de suprafața pământului apoi se refractă în atmosferă și se întoarce din nou pe pământ.

Acest fenomen este analog cu propagarea undelor radio într-un ghid de unde metalic și de aceea a căpătat denumirea de “ghid de unde atmosferic”. Spre deosebire de ghidul de unde metalic, pereții ghidului de unde atmosferic sunt semitransparenți. Numai o parte a energiei undei se reflectă de atmosferă, iar o parte refractându-se, trece prin pereții ghidului de unde, fiind pierdută pentru recepție (fig.I.3.2).

În condițiile ghidului de unde, numai razele mai puțin înclinate (2 și 3 din fig. II.3.2.) se reflectă de pereți, iar razele mai abrupte străbat prin pereți.

1

1

3

2

a) b)

Propagarea UUS la distanțe mari se datorează în mare parte reflectării parțiale a undelor radio de straturile neomogene ale troposferei și difuziei undelor radio în zonele locale neomogene.

Troposfera creează condiții prielnice pentru propagarea UUS până la distanța de 400 km, dacă structurile ei neomogene sunt distinct separate prin valorile presiunii, umidității și temperaturii. La trecerea dintr-un strat în altul, UUS suferă o reflecție parțială datorită variației mari și bruște a coeficienților de refracție a straturilor neomogene (fig.I.3.3). Totuși și în acest caz, recepția se caracterizează printr-o mare instabilitate, deoarece semnalul radio suferă efecte de feding de lungă și scurtă durată. Fedingurile de lungă durată (de la zeci de minute la câteva ore) sunt neregulate deoarece sunt legate de procesele meteorologice; cele scurte se pot repeta periodic și pot fi de câteva secunde sau minute.

Desigur, asemenea fenomene neregulate cum sunt refracția troposferică și reflexia undelor radio de straturile neomogene ale troposferei nu pot servi ca bază pentru o legătură sigură și stabilă la distanțe care depășesc distanța vederii directe, deși ele ar face posibilă legătura cu emițătoarea radio de puteri relativ mici.

Cerința cea mai importantă a liniilor radio pe UUS este stabilitatea legăturii în decursul zilei și anului. Această cerință se poate satisface folosind o altă particularitate a troposferei, prezența zonelor neomogene de natura vârtejurilor care difuzează energia UUS.

Gradul diferit de încălzire a diverselor suprafețe naștere la curenți de aer ascensionali ce se înalță cu viteze variabile și care amestecându-se păturile superioare ale troposferei provoacă apariția vârtejurilor. În acest fel, troposfera capătă o structură neomogenă, formată din zone care au proprietăți de refracție diferite de mediul înconjurător. Aceste zone se mișcă permanent și haotic. Ca urmare a propagării prin troposfera cu structură granulară și neomogenă, o parte din energia undelor radio difuzează spre înainte (fig.I.3.4).

Volumul troposferei delimitat de întretăierea diagramelor de directivitate ale antenelor stațiilor corespondente (V) se numește volum de difuzie. Difuzia UUS în troposferă provoacă anumite limitări în lărgimea benzii de frecvențe, limitări legate de posibilitatea propagării pe câteva drumuri a undelor radio. Drumul cel mai scurt trece prin partea inferioară a volumului de difuzie, iar cel mai lung trece prin partea lui superioară. De aceea un semnal întârzie în raport cu celălalt, ceea ce provoacă alungirea impulsului transmis, acesta echivalând cu îngustarea benzii de frecvențe.

În comparație cu câmpul produs la recepție prin refracție pozitivă, câmpul datorat difuziei are un nivel mai mic dar mai stabil ca valoare. La distanța de 300-500 km de emițător, câmpul electromagnetic produs de difuzia undelor radio în zonele neomogene ale troposferei constituie elementul de bază purtător al semnalelor. La propagarea prin troposferă, UUS suferă o atenuare deosebit de mare. De aceea, pentru a le putea folosi în legăturile radio, trebuiesc luate măsuri speciale:

a)Micșorarea cât mai mult cu putință a volumului de difuzie, deoarece în acest fel sporește puterea difuzată pe direcția antenei de recepție. Acest lucru se realizează prin îngustarea diagramelor de directivitate ale antenelor stațiilor corespondente. Diagrame foarte înguste se obțin mai ușor în gama undelor decimetrice și centimetrice decât în gama undelor metrice.

b)Orientarea diagramelor de directivitate ale antenelor stațiilor corespondente tangențial față de suprafața pământului (fig. I.3.4), deoarece vârtejurile neomogene sunt mai intense în straturile inferioare ale troposferei. Diagramele antenelor nu trebuie să intersecteze însă obstacolele naturale situate în apropiere. În acest caz nu este necesară instalarea antenelor în turnuri sau pe alte construcții, ceea ce mărește stabilitatea lor la vânt, condiție deosebit de importantă când lățimea diagramei de directivitate este în jur de un grad.

c)Pentru realizarea legăturii troposferice este necesar ca puterea emițătoarelor să fie suficient de mare, mai mare decât a stațiilor radioreleu obișnuite. Puterea mare radiată de emițător sporește fluxul de energie al undelor radio în punctul de recepție.

d)Receptoarele utilizate în acest scop trebuie să aibă o sensibilitate mare.

Folosirea liniilor radio troposferice impune luarea unor măsuri speciale de luptă împotriva fedingului de recepție prin:

a)Împotriva fedingurilor de lungă durată corelate (în spațiu și în frecvență) se poate lupta eficace dacă sistemul are o rezervă de amplificare care dă posibilitatea, pe de o parte să se recepționeze semnalele cu nivele inferioare, iar pe de altă parte, să se limiteze amplificarea când acestea au nivele mai înalte.

b)Dublarea recepției prin distanțarea corespunzătoare a antenelor în spațiu, ca măsură împotriva fedingurilor de scurtă durată. În acest caz semnalele recepționate de antenele celor două stații de recepție (distanțate la câteva zeci de lungimi de undă) se însumează într-un dispozitiv comun de ieșire, conducând la creșterea stabilității legăturii.

c)Folosirea în afara distanțării în spațiu și a distanțării în frecvență cu ajutorul a două emițătoare care lucrează pe frecvențe diferite. În acest caz recepționarea semnalului se face cu patru antene și patru receptoare, câte două distanțate în teren și acordate câte două pe frecvențe diferite. Deși conferă o mare stabilitate legăturii, acest procedeu nu este economic deoarece pentru fiecare interval al liniei se folosesc patru frecvențe.

d)Folosirea distanțării semnalului în spațiu și prin polarizare.

Stațiile radio pentru legătura troposferică pot fi utilizate pentru construcția liniilor radioreleu foarte lungi. În acest caz intervalul dintre stații este de 150-200 km. Acest avantaj iese și mai mult în evidență dacă legătura se organizează în terenuri puțin populate, greu accesibile sau peste suprafețe mari de apă.

I.4 Propagarea ionosferică a UUS

Ionosfera este partea ionizată a atmosferei ce se găsește între 70 și 100 km de la suprafața pământului. Ionizarea este provocată în principal de razele ultraviolete ale spectrului solar care are suficientă energie pentru a desface moleculele de gaz în ioni încărcați cu electricitate negativă și pozitivă.

Straturile ionizate ale aerului au capacitatea de a reflecta undele radio. S-a constatat că în anii cu activitate solară maximă stratul ionosferic F reflecta ziua unde mai lungi de 6 m, iar stratul ionosferic E (care apare periodic), unde mai scurte de 6 m. Tocmai datorită acestui mecanism de reflectare a UUS este uneori posibilă recepționarea semnalelor la distanțe mari, până la 2000 km de centrul de emisie.

Evident, constatarea că straturile E și F reflectă undele radio cu lungimi mai mici de 10 m în perioada activității solare maxime nu poate constitui drept bază pentru realizarea unor legături radio sigure pe UUS, deoarece acest fenomen este întâmplător.

Totuși ionosfera poate fi utilizată pentru comunicații radio la mare distanță întrucât straturile ei inferioare sunt neomogene datorită gradului diferit de ionizare, cantității inegale de electroni conținută în unitatea de volum. De asemenea, neomogenitatea ionosferei se datorează și micrometeoriților și “prafului cosmic”. Pătrunzând în straturile dense ale atmosferei praful cosmic se aprinde și arde în stratul E, provocând în anumite zone ale lui o ionizare suplimentară.

Similar neomogenităților din troposferă, neomogenitatea electrică a stratului inferior al ionosferei provoacă difuzia unei părți din energia undelor radio ce se propagă prin ionosferă. Întrucât fenomenul de difuzie ionosferică are loc în permanență, el poate servi ca bază pentru realizarea unei legături stabile pe UUS la distanțe mari de aproximativ 1000-2000 km. Pentru a fi difuzate undele radio trabuie dirijate spre ionosferă sub un anumit unghi, numit unghi de dispersie. Înălțimea zonei de difuzie este de aproximativ 85 km.

Semnalele transmise în liniile ionosferice sunt și ele supuse distorsionării. Principalele cauze ale diostorsionării semnalelor sunt:

a)Întârzierea cu care acestea ajung la punctul de recepție. Printre semnalele întârziate sosite în punctul de recepție se numără:

-semnalele difuzate pe diferite părți ale volumului de difuzie (întârzieri de aproximativ 20 secunde)

-semnalele care apar ca urmare a reflecției undelor radio în zonele ionizării meteorice dispuse în afara volumului de difuzie (întârzieri de aproximativ 5 secunde)

b)Ionizarea meteriocă. Distorsiunile cauzate de ionizarea meteorică se manifestă prin șuierături și prin creșterea bruscă a nivelului semnalului.

Legătura radio meteorică are la bază reflecția undelor metrice de urmele de meteori – coloane de aer întârziat ce apar la pătrunderea în atmosferă a corpurilor meteorice.

În atmosfera terestră pătrund zilnic un număr deosebit de mare de meteoriți de dimensiuni și greutăți variabile. Deși pătrunderea meteoriților în atmosferă este întâmplătoare, frecvența medie a meteoriților este suficientă pentru menținerea unei legături regulate și sigure. Reflecția undelor radio produsă de urmele meteorice determină în raionul de recepție un anumit nivel al semnalului, mult mai mare decât în cazul difuziei, care permite stabilirea legăturii până la distanță de 2000-2300 km.

Trecând prin zonele ionizate de meteoriți, undele radio ultrascurte suferă o reflecție. Se deosebesc două tipuri de reflecție ale undelor radio: reflecție înapoi sau de radiolocație și reflecție înainte sau de legătură. În sistemele meteorice se folosește principiul transmiterii cu intermitență a comunicărilor cu viteză mare, pe părți și numai în perioadele când apar urmele meteorice. În medie într-un minut ciclul de transmitere nu depășește 2-3 secunde.

În figura I.4.1. este prezentată schema simplificată a aparaturii folosite pentru asigurarea legăturii meteorice. În afară de emițător, receptor și antene, schema mai cuprinde și dispozitivul de declanșare a aparaturii și dispozitivul pentru acumularea informațiilor recepționate sau care urmează a fi transmise.

Dispozitivul de declanșare are rolul de a comanda automat regimul de emisie, în funcție de variația condițiilor de propagare a undelor radio pe traseu.

Emițătoarele folosite au o putere de 2-3 KW ceea ce permite ca stațiile radio să poată fi și mobile. Emițătoarele lucrează cu toată puterea numai 10% din timpul de funcționare al liniei; în rest ele funcționează cu putere redusă pentru descoperirea urmelor meteorice.

În comparație cu antele utilizate în legăturile troposferice și ionosferice, antenele liniilor radio meteorice sunt mult mai simple. De regulă se folosesc antene canal de undă, ridicate la înălțimea de aproximativ 10 m de la suprafața pământului.

Avantajele legăturii radio pe UUS în cazul propagării ionosferice

a)Lipsa întreruperilor comunicației în timpul perturbației ionosferice

b)Posibilitatea funcționării permanente, ziua și noaptea pe aceeași frecvență (când se lucrează pe US, frecvențele de lucru se schimbă în funcție de anotimp și oră).

c)Micșorarea nivelului paraziților.

Printre dezavantajele acestui tip de comunicație pot fi considerate condițiile înalte ce se cer aparaturii folosite și utilitatea lui numai pentru transmiterea unei benzi înguste de frecvență (condiție impusă pentru evitarea recepției semnalelor întârziate

=== Capitolul2 ===

CAPITOLUL II

TIPURI DE MODULAȚII FOLOSITE ÎN GAMA UUS

II.1. Performanța sistemului de comunicație în prezența zgomotului

În proiectarea unui sistemul de comunicații trebuie să se țină seama de :

performanța sistemului la acțiunea zgomotului. Măsura performanțelor pentru un sistemul digital este probabilitatea erorii a semnalului de ieșire. Pentru sistemele analogice, performanța este dată de raportul semnal zgomot de la ieșire;

banda canalului necesară pentru transmiterea semnalului.

În fig.II.1.1 este prezentată o schemă bloc generală pentru un sistem de comunicații. Intrarea receptorului r(t) constă în semnalul transmis s(t) și zgomotul canalului n(t).

Pentru semnale modulate BPSK sau FSK, circuitele de procesare constau normal dintr-un receptor heterodina ce conține un mixer, un amplificator de frecvență intermediară și un detector. Aceste circuite produc la ieșire un semnal analogic în banda de bază r0(t).

Semnalul r0(t) este eșantionat cu timpul de tact t = t0 + nT pentru a obține eșantioanele r0(t0 + nT), care sunt introduse într-un comparator. La ieșirea acestuia se obține un semnal binar m (t).

Pentru a găsi o formulă pentru rata de eroare pe bit (BER) a unui semnal binar detectat, considerăm T ca fiind intervalul de timp necesar transmiterii unui bit. Semnalul transmis într-un asemenea interval (0,T) este reprezentat de :

s ( t ) =

Semnalul binar și zgomotul la intrarea receptorului produc un semnal analogic în banda de bază la ieșirea circuitelor de procesare, dat de :

r0 ( t ) =

Semnalul analogic r0 (t) este eșantionat la anumite momente de timp t0 în interiorul intervalului de timp pentru transmiterea unui bit. Deci 0 < t0 < T. pentru circuite de procesare cu filtre adaptate, t0 este de obicei T. Semnalul rezultat este:

r0 ( t0 ) =

Semnalul r0 (t0) este o variabilă aleatoare cu distribuție continuă deoarece zgomotul canalului a afectat semnalul transmis.

Funcțiile de distribuție a semnalelor r01 (t0) și r02 (t0) sunt condiționate de simbolul transmis. Astfel când r0(t0)=r01(t0) funcția de distribuție este
f(r0 / s1 transmis) și când r0 (t0) = r02 (t0) funcția este f(r0 / s2 transmis). Aceste funcții de distribuție sunt prezentate în figura (II.1.2). Curbele funcțiilor de distribuție depind de caracteristicile zgomotului din canal, tipul filtrelor și circuitelor de detecție utilizate și de tipul de semnal binar transmis.

Pentru calculul probabilității de eroare considerăm că în lipsa zgomotului la intrarea receptorului, semnalul r0 (t0) va fi:

r0 (t0) > VT când se transmite valoarea 1;

r0 (t0) < VT când se transmite valoarea 0;

unde VT tensiunea de referință a comparatorului.

Când zgomotul este prezent la intrarea receptorului, erorile pot apărea în două moduri:

a) r0 < VT când se transmite valoarea 1;

Această probabilitate este ilustrată prin zona hașurată din stânga lui VT în fig. II.1.2.

b) r0 > VT când se transmite valoarea 0;

Rata de eroare pe bit este:

Pe = P(eroare/s1transmis)P(s1transmis)+P(eroare/s2 transmis)P(s2 transmis) (II.6)

Combinând II.4 și II.5, expresia generală pentru BER pentru orice sistem de comunicații binar este:

În majoritatea aplicațiilor probabilitatea de apariție a celor două simboluri este egală. Deci:

P(s1 transmis) = P(s2 transmis) = ½

În analiza posibilităților de minimizare a valorii pentru BER, considerăm următoarele condiții:

–zgomotul de la intrare este de tip gaussian, cvasistaționar cu valoarea principală zero;

–circuitele de procesare ale receptorului, cu excepția comparatorului sunt liniare.

Rezultă că ieșirea procesorului liniar, r0 (t) = n0 (t), va fi de asemenea un proces gaussian.

Pentru cazul circuitului de recepție cu procesare liniară, având la intrare semnal binar și zgomot, obținem:

r0 (t0) = s0 (t0) + n0 (t0) (II.8)

unde n0 (t0) este variabila aleatoare gaussiană

s0 (t0) este o constantă dată de valoarea semnalului transmis

Aceasta este:

s0 (t0) =

Deoarece n0(t0)este o variabilă aleatoare gaussiană cu valoarea principală zero, semnalul eșantionat r0 va fi de asemenea o variabilă aleatoare gaussiană cu valoarea principală s01(t0) sau s02(t0) în funcție de valoarea binară transmisă.

Cele două funcții de distribuție caracteristice sunt:

respectiv

unde:

este puterea medie a zgomotului de ieșire de la circuitul de procesare de la recepție , când zgomotul care acționează este cvasistaționar.

Introducând relațiile pentru f(r0s1) și f(r0s2) și ținând seama că :

P(s1 transmis) = P(s2 transmis) = ½ putem scrie:

Făcând substituția -(r0 – s01)/0 pentru prima integrală și – (r0 – s02)/0 pentru a doua integrală, obținem:

sau

unde funcția Q(z) prin definiție este:

Minimizarea probabilității de eroare Pe se realizează pe două căi:

prin găsirea valorii pentru tensiunea VT pentru care Pe ia valori minime;

Pentru a găsi această valoare trebuie să rezolvăm ecuația:

sau

care implică condiția:

(VT – s01)2 = (VT – s02)2 (II.16)

Pentru minimizarea Pe, tensiunea de referință a comparatorului trebuie să fie:

(II.17)

Înlocuind valoarea obținută pentru VT în ecuația lui Pe obținem:

prin optimizarea filtrelor de recepție.

Pentru minimizarea lui Pe este necesară maximizarea argumentului funcției Q. Pentru aceasta trebuie găsit filtrul liniar care maximizează următoarea relație:

unde, prin definiție, sd ( t0 ) = s01 (t0 ) – s02 (t02 ) este valoarea semnalului diferență eșantionat, obținut prin extragerea eșantionului s02 din eșantionul s01. Puterea instantanee a semnalului diferență corespunzător în momentul t = t0 este:.

Filtrul liniar care maximizează puterea instantanee a semnalului de ieșire în momentul de eșantionare t = t0, comparativ cu valoarea medie a puterii de zgomot la ieșire

este filtrul adaptat. Dacă la intrarea receptorului avem zgomot alb, filtrul trebuie să fie realizat pentru semnalul diferență. sd (t) = s1 (t) – s2 (t) .

Răspunsul la impuls a filtrului adaptat este :

h (t) = C s1 (t0 -t) – s2 (t0 -t) (II.20)

unde s1 (t) și s2 (t) sunt semnalele corespunzătoare celor două valori transmise, iar C este o constantă reală.

Valoarea maximă pentru raportul semnal/zgomot obținută pentru filtrul adaptat este :

unde N0/2 este distribuția spectrală de putere a zgomotului la intrarea receptorului, iar Ed este energia semnalului diferență la intrarea receptorului:

Folosind valoarea obținută pentru VT și utilizând filtre adaptate la recepție, în cazul transmisiei unui semnal binar în prezența zgomotului gaussian alb, valoarea probabilității de eroare este:

În cazul sistemelor analogice performanța la zgomot este dată de raportul semnal zgomot la ieșirea receptorului, când la intrarea receptorului este prezent, pe lângă semnalul util și zgomotul.

Pentru a face comparație între raporturile semnal/zgomot date de sistemele analogice este necesară stabilirea unei valori fixe pentru puterea semnalului la intrarea receptorului, iar distribuția spectrală de putere a zgomotului la intrare este N0 /2.

Criteriul de comparație pentru sistemele analogice este dat de raportul dintre puterea semnalului util la intrarea receptorului (Ps) și cantitatea de putere a zgomotului conținută într-o bandă egală cu banda semnalului modulat:

unde B este banda semnalului modulat.

Pentru a realiza comparația este necesar ca B să aibă aceeași valoare pentru toate sistemele.

II.2. Modulația în fază și frecvență

Modulația neliniară (de frecvență – FM sau de fază PhM) prezintă avantajul că permite o amplificare de putere cu dispozitive neliniare. Stabilitatea la perturbații este mai bună deoarece perturbațiile modifică într-o mică măsură frecvența sau faza semnalului transmis.

Semnalul modulat neliniar poate fi prezentat sub formă exponențială astfel:

Semnalul modulat neliniar mai poate fi scris și ca:

Pentru PhM faza este direct proporțională cu semnalul modulator:

unde k este sensibilitatea modulatorului de fază, măsurată în rad / V.

Pentru FM faza este proporțională cu integrală din m(t):

unde kf este sensibilitatea modulatorului de frecvență, măsurată în rad / Vs.

Comparând ecuațiile II.27 și II.28 se poate observa că dacă avem un semnal modulat în fază de un semnal mm(t), același semnal poate fi obținut și cu ajutorul modulației de frecvență, caz în care semnalul modulator este de forma:

Similar, dacă avem un semnal modulat în frecvență, semnalul modulat în fază corespunzător va fi determinat de următorul semnal modulator:

Utilizând relațiile II.29 și II.30, un circuit modulator în fază poate fi folosit pentru a obține un circuit modulator în frecvență prin introducerea unui integrator în cascadă cu modulatorul de fază, iar pentru a obține un circuit modulator în fază dintr-un circuit modulator în frecvență se introduce un derivator în cascadă cu modulatorul de frecvență (fig. II.2.1)

Dacă semnalul modulat neliniar este dat de relația:

unde (t) = 0t + (t), atunci frecvența instantanee a semnalului s(t) este:

sau

Înlocuind în ecuația II.32 valoarea lui (t) din ecuația II.28 obținem

Se poate observa din ecuația II.33 cum frecvența instantanee variază în jurul

frecvenței purtătoare f0 direct proporțional cu semnalul modulator.

În fig. (II.2.2.b) este prezentată variația frecvenței instantanee dacă semnalul modulator este un semnal sinusoidal. m(t) = M sin t ( 0)

Deviația de frecvență de la frecvența purtătoare este:

iar valoarea maximă va fi

Dacă înlocuim în (II.35) valoarea lui (t) din (II.28) și ținem seama de faptul că

m(t) = M sin t, obținem:

În mod similar se obține și valoarea pentru deviația maximă a fazei

Înlocuind în (II.36) valoarea lui (t) din (II.27) și folosind același semnal modulator obținem:

Ținând seama de valorile obținute pentru și vom obține următoarele expresii pentru:

semnalul modulat în fază:

semnalul modulat în frecvență:

Notând cu indicele de modulație se obține pentru

– modulație de fază = (II.41)

– modulație de frecvență

Pentru a calcula spectrul semnalului modulat în fază sau frecvență vom considera semnalul modulator o sinusoidă.

Astfel pentru a obține semnalul modulat în fază, semnalul modulator va fi:

mp (t) = Am sin mt (II.43)

Faza semnalul mai poate fi scrisă folosind relațiile (II.43), (II.41), (II.38) astfel:

(t) = sin mt (II.44)

Aceeași funcție (t) poate fi obținută și prin modulare în frecvență dacă semnalul modulator este:

mf (t) = Am cos mt (II.45)

iar = kf Am / mt

Semnalul modulat FM sau PhM va fi de forma:

Semnalul este periodic cu perioada

Folosind seriile Fourier semnalul poate fi scris:

unde:

care se reduce la:

În figura (II.2.3) sunt prezentate spectrele de amplitudine pentru frecvențele pozitive și diferite valori pentru . Se poate observa că amplitudinea purtătoarei este proporțională cu j0() și deci ea va depinde de indicele de modulație.

Din aceeași figură rezultă că lărgimea benzii pentru semnalele modulate FM și PhM depinde de și fm. Aproximativ 98% din puterea totală este conținută în banda dată de relația:

B = 2(+1)B (3.49)

unde este indicele de modulație pentru FM sau PhM și B este banda semnalului modulator (în cazul considerat anterior fm). Formula poartă numele de legea lui Carson.

a) Obținerea semnalelor FM sau PhM de bandă îngustă

Dacă (t) este limitată la o valoare unică, de exemplu (t)0,2 rad, anvelopa complexă poate fi aproximată printr-o serie Taylor, luând în considerare doar primii doi termeni (ex 1+x, pentru x1):

s(t) A1+j(t) (II.50)

Banda de trecere a semnalului poate fi aproximată prin relația:

În formulă se disting următorii termeni:

Ac cos 0t – frecvența purtătoare

Ac (t) sin 0t – banda laterală

Această formă este similară cu forma semnalului modulat în amplitudine, cu excepția faptului că banda laterală este în antifază cu frecvența purtătoare.

Semnalul de bandă îngustă poate fi obținut prin utilizarea unui modulator echilibrat (multiplicator) ca în fig. (II.2.4) pentru cazul modulației în frecvență de bandă îngustă.

b) Obținerea semnalelor FM sau PhM de bandă largă

O metodă directă de a genera un semnal modulat în frecvență de bandă largă este cea folosind un oscilator controlat în tensiune (OCT). Pentru oscilatoarele controlate în tensiune construite pentru o deviație de frecvență mare, stabilitatea frecvenței purtătoare nu este prea bună. Pentru a elimina acest inconvenient OCT–ul poate fi încorporat într-un circuit PLL (Phase-Locked Loop) fixat pe frecvența unui oscilator cu frecvență fixă cum ar fi un oscilator cu cuarț (fig. II.1.5.) În acest mod stabilizarea oscilatorului este transferată circuitului PLL. Divizorul de frecvență este necesar pentru a micșora indicele de modulație a semnalului de bandă largă și pentru a produce un semnal de bandă îngustă (0,2) astfel încât termenul care conține purtătoarea să fie întotdeauna prezent la frecvența oscilatorului cu cristal și pentru a produce tensiunea continuă de control pentru OCT.

Fig.II.1.5 Obținerea semnalui FM de bandă largă

Pentru a face comparație între modulația de frecvență și cea de fază vom considera criteriul ocupării benzii utile de semnalul modulat. Semnalele modulatoare sunt identice și au frecvența maximă M. Dacă în acest caz avem aceeași lărgime de bandă pentru ambele tipuri de modulație, adică 2M, rezultă că, pentru o frecvență M, BPhM BFM. Deci, în această situație, semnalul PhM nu ocupă toată lărgimea de bandă disponibilă fapt ce reprezintă un neajuns, întrucât zgomotul ocupă în permanență această lărgime de bandă. În concluzie, raportul semnal / zgomot, în cazul PhM este mai mic decât în cazul FM. Ca urmare PhM nu este în general utilizată în transmiterea mesajelor continue însă este extensiv folosită în transmiterea semnalelor numerice.

II.3. FSK (Frequency Shift Keying)

În funcție de metoda folosită pentru generare, semnalul FSK poate fi de două feluri:

a) Primul tip de semnal FSK poate fi obținut prin comutația liniei de ieșire a transmițătorului între ieșirile a două oscilatoare diferite, având frecvențele f1 și f2 fig. (II.3.1.a). Semnalul obținut poartă numele de semnal FSK cu fază discontinuă, deoarece în timpul comutației apare o discontinuitate în fază. Este definit de funcția:

Ac cos (1 + 1) pentru t aparținând intervalului de timp în care se transmite valoarea binară 1

s(t) =

Ac cos (2 + 2) pentru t aparținând intervalului de timp în care se transmite valoarea binară 0

b) al doilea tip de semnal FSK este generat prin introducerea semnalului de date într-un modulator în frecvență ca în fig. (II.3.1.b). Semnalul FSK obținut poate fi scris:

sau

unde

m(t) este semnalul digital în banda de bază.

Cu toate că semnalul de date este discontinuu în momentul schimbării valorii logice, funcție de fază (t) este continuă deoarece cum se observă din relația (II.56) aceasta este proporțională cu integrală din n(t).

Dacă semnalul de date este binar, semnalul FSK este numit BFSK (Binary Frequency – Shift Keying). Un semnal digital multinivel va produce bineînțeles un semnal FSK multinivel.

Banda aproximativă pentru semnalul FSK este dată de regula lui Carson:

unde =F / B, deci

B este banda semnalului digital modulator. Dacă semnalul modulator este un semnal binar cu valorile 1 și 0, B = R, unde R este viteza de transmisie.

Utilizând modulația FSK, banda semnalului devine:

BT = 2(F + R) (II.58)

Dacă se utilizează un filtru premodulator de ponderare cu funcția cosinus, banda devine: BT = 2F + (i + r)R (II.59)

unde r -factorul de ponderare

Pentru modulație FSK de bandă largă, când 1, BT se poate aproxima ca fiind: BT = 2F (II.60.a)

Pentru modulație FSK de bandă îngustă, când 1, BT se poate aproxima ca fiind: BT = 2B (II.60.b)

PSD – ul pentru modulația FSK continuă este greu de evaluat pentru cazul în care semnalul modulator este unul aleator. Acesta poate fi calculat utilizând tehnici statistice.

unde

și

unde:

F = viteza maximă de frecvență

R = 1/Tb viteza de bit

h = 2F/R indicele de modulație

Semnalul FSK poate fi detectat coerent utilizând două detectoare de produs ca în fig. II.3.2.

Semnalele corespunzătoare valorilor 0 și 1 sunt:

s1(t) = A cos (1t+c), 0 t T pentru valoarea 1

s2(t) = A cos (2t+c), 0 t T pentru valoarea 0

Inițial considerăm că la ieșirea detectoarelor de produs se află un filtru trece jos cu câștig unitar. Banda echivalentă a filtrului este 2/T B F. Filtrul trece jos combinat cu translația de frecvență dată de detectoarele de produs se comportă ca un filtru trece bandă dual, unul centrat pe frecvența f=f1 și celălalt pe frecvența f=f2, fiecare având o bandă echivalentă Bp = 2B.

Din același motiv zgomotul de la intrare care afectează ieșirea este este alcătuit din două componente de bandă îngustă n1 (t) și n2 (t), unde spectrul lui n1(t) este centrat pe frecvența f1 și spectrul lui n2 (t) este centrat pe f2.

Zgomotul total poate fi scris ca n (t) = n1 (t) + n2 (t) unde

n1 (t) = x1 (t) cos (1t + c) – y1(t) sin(1t + c) (II.64.a)

n2 (t) = x2 (t) cos (2t + c) – y2(t) sin(2t + c) (II.64.b)

Pentru ca cele două simboluri să poată fi separate prin acțiunea filtrului trebuie ca diferența între frecvențele celor două semnale să fie 2F 2B.

Semnalul și zgomotul care trec prin canalul superior este:

s1 (t), valoare 1

r1 (t) = + n1 (t) (II.65.a)

0, valoare 0

iar prin canalul inferior este

0, valoare 1

r2 (t) = + n2 (t) (II.65.b)

s2 (t), valoare 0

unde r (t) = r1 (t) + r2 (t), (II.66)

iar puterea de zgomot a semnalelor n1 (t) și n2 (t) este :

Ieșirea analogică în banda de bază este:

+A 0 t T, valoare 1

r0 (t) = + n0 (t) (II.67)

-A 0 t T, valoare 0

Valoarea optimă pentru tensiunea de referință necesară pentru comparatoare este:

VT = 0.

Puterea zgomotului la ieșire este:

Probabilitatea de eroare este :

În continuare vom înlocui filtrul trece jos cu un filtru adaptat. Energia semnalului diferență este:

Dacă f1 – f2 = n/2T = nR/2 atunci integrala tinde spre zero. Această condiție este necesară pentru ca semnalele s1 (t) și s2 (t) să fie ortogonale. În consecință s1 (t) nu va afecta cu nimic ieșirea canalului inferior și invers.

Dacă f1 – f2 R atunci s1 (t) și s2 (t) vor fi aproximativ ortogonale, deoarece valoarea integralei va fi cu mult mai mică decât A2 T.

Considerând că una din cele două condiții a fost satisfăcută, atunci:

iar probabilitatea de eroare

unde energia pentru un bit este Eb = A2T/2

Semnalul FSK poate fi de asemenea detectat și incoerent. La intrarea receptorului avem același semnal ca în cazul detecției coerente.

În lipsa zgomotului la intrarea receptorului, ieșirea sumatorului este r0 (t) = +A, dacă se transmite valoarea 1, sau r0 (t) = -A, dacă se transmite valoarea 0. Datorită acestei simetrii și faptului că la ieșire zgomotele de pe canalul superior și inferior sunt identice, tensiunea de referință a comparatorului este: VT = 0.

Funcția de distribuție de putere a lui r0 (t) condiționat de s1 (t) este similară cu funcția de distribuție de putere a lui r0 (t) condiționat de s2 (t)

Probabilitatea de eroare este:

unde 2 = N0 Bp

Probabilitatea de eroare mai poate fi scrisă:

unde energia medie pe bit este Eb = A2 T/2 . N0/2 este distribuția spectrală de putere a zgomotului de intrare și Bp este banda efectivă a fiecărui filtru.

Comparând performanțele celor două tipuri de detectoare, coerente și necoerente, observăm că pentru detecția necoerentă a semnalului FSK este necesar un raport Eb / N0 mai mare cu cel mult 1 dB decât pentru detecția coerentă dacă Pe 10 -4 . Receptoarele FSK necoerente sunt mult mai ușor de construit deoarece nu este necesară generarea semnalului de referință necesar detecției coerente. Din acest motiv, în practică, în majoritatea cazurilor, receptoarele FSK folosesc detecția necoerentă.

II.4. BPSK (Binary Phase Shift Keying)

Semnalul BPSK poate fi scris sub forma:

s(t) = Ac cos ct+ pm(t) (II.76)

unde m(t) reprezintă semnal de date în banda de bază. Considerăm că m(t) are valorile de vârf 1.

Dezvoltând formula pentru s (t) obținem:

s(t) = Ac cos (ct) cos[kφm(t)] – Ac sin (ct) sin[kφm(t)]

Pentru m(t) = 1 obținem:

s(t) = Ac cos(ct) cos(kφ) – Ac sin(ct) sin(kφ) m(t) (II.77)

Termenul Ac cos(ct) cos(kφ) reprezintă purtătoarea, iar termenul Ac sin(ct) sin(kφ) m(t) semnalul de date.

Pentru semnalele modulate digital indicele de modulație este dat de relația:

= 2 / ,

unde 2 este deviația maximă de fază vârf la vârf în timpul necesar transmiterii unui simbol. Pentru semnal binar, timpul pentru transmiterea unui simbol este egal cu timpul de bit. (Tb).

Nivelul purtătoarei și al semnalului de date este dat de valoarea deviației = kφ. Dacă kφ este mic nivelul purtătoarei este mai mare comparativ cu semnalul de date și în consecință se folosește prea puțină putere pentru a transmite semnalul de date. Pentru a maximiza eficiența modulației (probabilitate de eroare mai mică) este necesară maximizarea puterii de transmitere a semnalului de date. Aceasta se poate realiza pentru = 90 . Corespunzător acestei valori = 1 și semnalul BPSK devine:

s(t) = – Ac m(t) sin 0t (II.78)

Ecuația arată că semnalul BPSK este echivalent cu un semnal modulat în amplitudine cu purtătoarea suprimată.

Anvelopa complexă pentru acest semnal BPSK este:

g(t) = j Ac m(t) (II.79)

PSD –ul pentru anvelopa complexă este:

unde m(t) are valorile 1 încât s(t) are o putere totală normalizată de Ac2/2.

Banda de la 0 la 0 pentru BPSK este de asemenea dublul vitezei de transmisie.

La recepție semnalele modulate BPSK necesită o detecție coerentă. În funcție de valorile semnalului modulator, semnalul BPSK poate fi scris:

s1(t) = A cos (c + c), 0 t T – valoarea 1

s2(t) = A cos (c + c), 0 t T – valoarea 0 (II.81)

În evaluarea performanțelor receptoarelor care realizează detecția semnalelor BPSK considerăm pentru început la intrarea receptorului un filtru trece jos cu câștigul unitar și banda echivalentă B 2T.

Teșirea analogică în banda de bază este:

A 0 t T

r0 (t) = + x(t) (II.82)

– A 0 t T

unde

Deoarece s01(t0) = A și s02(t0) = – A rezultă că tensiunea referință optimă pentru comparator este VT = 0. Probabilitatea de eroare este:

Dacă înlocuim la recepție introducem un filtru adaptat cu probabilitatea de eroare va fi alta.

Energia semnalului diferență este:

Probabilitatea de eroare va fi:

unde energia medie pe bit este Eb = A2T / 2 și VT = 0.

Semnalele modulate în fază (PSK) nu pot fi detectate incoerent.

O tehnică parțial coerentă poate fi folosită dacă faza de referință a semnalului dintr-un anumit moment de timp este dată de o versiune decalată a semnalului din intervalul de timp anterior. Această tehnică este ilustrată în receptorul prezentat în fig. II.4.1. unde decodarea diferențială este dată de un circuit de întârziere (de un bit) și de un multiplicator.

Dacă semnalul BPSK, fără zgomot, este aplicat la intrarea receptorului, ieșirea circuitului de eșantionare și memorare, r0 (t0) va fi pozitivă (valoare binară 1) dacă datele din cele două intervale sunt de același tip; r0 (t0) va fi negativ (valoare binară 0 ) dacă cei doi biți vor fi diferiți.

Similar dacă semnalul modulat BPSK este codat diferențial secvența de date va fi refăcută la ieșirea acestui model de receptor. Această tehnică constând în transmisia semnalului BPSK codat diferențial poartă numele de Differential Phase – Shift Keying (DPSK).

În evaluarea probabilității de eroare pentru modulația BPSK pornim de la următoarele condiții inițiale:

zgomotul aditiv de la intrare este alb și cu repartiție gaussiană;

perturbația de fază a semnalului compus și a zgomotului variază încet astfel încât faza de referință este în principiu o constantă;

frecvența purtătoare este dată de un oscilator suficient de stabil astfel încât faza de-a lungul intervalului de timp considerat să fie aceeași cu cea a semnalului din intervalul de timp.

Probabilitatea de eroare pentru receptorul prezentat în fig. 3.4.1. pentru cazul unui raport semnal / zgomot mare și BT nu cu mult mai mare de 2 / T este:

Pentru BT = B/T și Eb/N0 = 10 se poate aproxima:

Folosind un filtru adaptat la intrare, probabilitatea de eroare va fi:

În practică, modulația DPSK este deseori folosită în locul modulației BPSK deoarece receptoarele DPSK nu necesită un circuit de sincronizare a purtătoarei.

II.5. QPSK (QUADRATURE PHASE SHIFT KEYNG )

Dacă transmițătorul folosește modulația în fază cu M = 4 nivele ale semnalului digital modulator, la ieșirea transmițătorului se obține semnal modulat în cuadratură QPSK. Diagrama valorilor permise a anvelopei complexe, q(t) = Acej(t) , va conține patru puncte, o valoare pentru g pentru fiecare din cele patru valori, corespunzător celor patru faze pe care le poate avea.

În fig. II.5.1. sunt prezentate două posibile seturi de valori pentru q(t). Pentru fig. II.5.1.a valorile semnalului digital corespund unei modulații în fază cu valorile fazei de 0 , 90, 180, 270. În fig. II.5.1.b fazele corespunzătoare sunt 45, 135, 225, 315.

Folosind două purtătoare modulate în cuadratura de componentele x și y ale anvelopei complexe obținem un semnal modulat MPSK.

q(t) = Acej(t) = x (t) + jy(t) (II.89)

unde valorile permise pentru x și y sunt:

xi = Ac cos i (II.90)

yi = Ac cos i (II.91)

În unele aplicații sincronizarea dintre componentele x(t) și y(t) este decalată cu Ts / 2 = 1/2D unde Ts – intervalul de transmitere a fiecărui simbol iar D este viteza de transmisie a simbolurilor, semnalul numindu-se OQPSK (offset QPSK).

În acest caz x(t) și y(t) vor fi descrise de:

unde h1(t) este forma de impuls utilizată pentru fiecare simbol.

Un caz special de OQPSK când h1(t) are forma unei sinusoide se numește MSK și va fi prezentată în subcapitolul următor.

Distribuția spectrală de putere pentru QPSK

Această distribuție poate fi calculată pornind de la formula :

unde Rk este funcția de autocorelație a datelor

iar Pi este probabilitatea de a obține produsul (QnQn+k); F(f) este spectrul semnalului digital.

Cunoaștem că:

unde cn – variabilă complexă aleatoare reprezentând valoarea nivelului în timpul impulsului pentru simbolul n.

f(t) = (t / Ts) simbolurile rectangulare având durata Ts

Simbolurile rectangulare au transformata Fourier:

Unde l este numărul de biți transmiși într-un simbol, iar M este numărul de puncte în constelația semnalului (M=2l).

Pentru M = 16, valoarea principală pentru cn este:

și variația este:

unde C este o constantă reală pozitivă.

Obținem următoarea formă pentru calculul PSD:

unde k = ClTb

R = 1 / Tb – viteza de transmitere a biților

În fig. II.5.2. este prezentat PSD pentru anvelopa complexă. Din figură se observă că banda semnalului QPSK este:

BT = 2R / l (II.100)

Eficiența spectrală este:

Semnalul QPSK mai poate fi scris:

s(t) = ( A) cos (0t + 0) – ( A) sin (0t + 0) 0 t T (II.102)

unde factorul ( A) al purtătoarei cosinusoidale reprezintă un bit iar cel al purtătoarei sinusoidale alt bit.

Zgomotul de la intrare este dat de:

n(t) = x(t) cos (0t + n) – y(t) sin (0t + n) (II.103)

Semnalul QPSK este echivalent cu două semnale BPSK, unul folosind o purtătoare sinusoidală iar celălalt una cosinusoidală. Detecția semnalului QPSK se realizează coerent, un model de receptor fiind prezentat în fig. II.5.4. Pentru că atât canalul superior cât și cel inferior reprezintă receptoare BPSK, probabilitatea de eroare va fi aceeași cu a unui sistem BPSK. Deci :

Probabilitățile de eroare pentru semnalele BPSK și QPSK sunt identice, dar pentru aceeași viteză de bit, R, banda celor două semnale nu este aceeași, banda semnalului QPSK fiind jumătate din banda semnalului BPSK. Acest rezultat este dat de faptul că semnalul QPSK transmite un simbol pentru fiecare 2 biți de date, în timp ce semnalul BPSK transmite un simbol pentru fiecare bit de date.

II. 6. MSK (Minimum Shift Keying)

MSK reprezintă o tehnică de conservare a benzii. Ea are avantajul de a fi un semnal constant în amplitudine, în concluzie poate fi amplificat cu amplificatoare în clasă C fără a fi distorsionat.

Modulația MSK este o modulație FSK cu fază continuă cu indice de modulație minim β= 0,5 care determină semnale ortogonale.

Pentru ca semnalele rezultate să fie ortogonale, integrala produsului semnalelor pe intervalul de transmitere a unui bit trebuie să fie nulă.

unde: s1 (t) = Ac cos (1t + 1) pentru valoarea binară 0

s2 (t) = Ac cos (2t + 2) pentru valoarea binară 1 (II.106)

1 = 2 – condiția pentru FSK cu fază continuă

Înlocuim s1 (t) și s2 (t) în relația (II.105)

Vom obține:

Al doilea termen poate fi neglijat deoarece 1 + 2 este foarte mare și deci

Unde β este indicele de modulație numerică β = 2F Tb,

iar (1 – 2) Tb = 2(2F)Tb.

Pentru 1 = 2 relația (II.107) este satisfăcută pentru h = 0,5 sau

Folosind relația II.31, anvelopa complexă este

unde m(t) = 1 pe intervalul 0 t Tb

Înlocuind cu valoarea pentru F, obținem:

Semnul indică data posibilă pe intervalul (0, Tb)

Semnalul MSK poate fi scris:

s(t) = x(t) cos(ct)- y(t) sin(ct) (II.111)

PSD –ul pentru semnalele modulate MSK.

Deoarece x(t) și y(t) reprezintă date independente, iar valoarea lor în curent continuu este nulă și putem scrie:

g(t) = x(t) + jy(t) (II.112)

atunci distribuția spectrală de putere pentru anvelopa complexă este:

Pg(f) = Px(f) + Py(f) = 2 Px(f) (II.113)

unde Px(f) = Py(f) deoarece x(t) și y(t) au aceeași formă de undă.

unde F(f) = F{f(t)} iar f(t) este forma de undă.

Pentru f(t) de tip semisinusoidă avem:

Ac cos (t / 2Tb) | t | Tb

f(t) =

0 | t | Tb (II.115)

Transformata Fourier este:

Înlocuind în (II.114) obținem:

În fig II.6.1 este prezentat spectrul de putere pentru semnalul MSK.

Modulația MSK este aproximativ echivalentă cu modulația QPSK exceptând faptul că datele semnalelor modulatoare x(t) și y(t) sunt decodate și forma lor echivalentă este partea pozitivă a unei funcții cosinusoidale în loc de impulsuri rectangulare. În consecință probabilitățile de eroare pentru semnalele modulate MSK și QPSK sunt identice.

II.7 Analiză comparativă a tipurilor de modulații

În tabelul 1 sunt prezentate formulele obținute anterior pentru calculul benzii semnalului și a probabilității de eroare ,iar în fig.II.7.1 sunt graficele obținute pentru diferite tipuri de modulații.

Tabel 1

Fig II.7.1.Probabilitatea de eroare pentru diferite modulații

În realizarea graficelor pentru detecția coerentă s-a considerat că la recepție sunt folosite filtre adaptate. În practică filtrele obișnuite se comportă aproximativ la fel de bine ca și filtrele adaptate. De exemplu, considerăm un sistem BPSK care are la recepție un filtru Butterworth, având banda egală cu viteza de bit. Pentru a obține aceeași probabilitate de eroare ca în cazul folosirii filtrelor adaptate, raportul Eb/N0 trebuie crescut cu cel mult 0,4 dB.

Comparând diferitele tehnici de modulare pe baza criteriului de bandă minimă necesară pentru o viteză dată și a probabilității de eroare minime pentru un raport Eb/N0,observăm că modulațiile QPSK și MSK dau cele mai bune rezultate .

În domeniul militar alte criterii de comparație sunt însă și complexitatea aparaturii și prețul acesteia

Astfel un receptor care folosește detecția necoerentă va fi preferat unuia care folosește detecția coerentă datorită lipsei blocului de sincronizare cu frecvența purtătoare. De asemenea receptoarele cu detecție coerentă sunt greu de folosit în cazul apariției fedingului și necoerenței fazei semnalului recepționat.

Pentru a obține totuși aceleași rezultate ca în cazul detecției coerente, receptoarele necoerente necesită un raport semnal/zgomot la intrare ceva mai mare. Astfel pentru aceeași probabilitate de eroare Pe, un receptor DPSK (cu detecție necoerentă) necesită un raport Eb/N0 mai mare cu un decibel decât receptoarele QPSK sau BPSK cu recepție coerentă.

Și în cazul receptoarelor FSK cu detecție coerentă și necoerentă, se observă din figII.7.1 că probabilitățile de eroare sunt apropiate. Receptoarele FSK necoerente fiind mult mai simple decât cele coerente, în majoritatea aplicațiilor acestea vor fi preferate.

II.8. Aplicație matlab pentru calculul spectrelor de putere pentru diferite tipuri de modulații

Aplicația realizează calculul densității spectrale de putere pentru modulațiile MSK,OQPSK,BPSK. (anexa1)

Parametrii de intrare:

frecvența purtătoare(FP);

viteza de transmisie a datelor(R);

banda receptorului(B-recept.);

puterea medie a zgomotului(NZ).

În funcție de parametrii introduși se calculează și se afișează densitățile spectrale de putere, raportul semnal/zgomot și în funcție de acesta se afișează cea mai bună modulație.

Zgomotul în funcție de care se calculează raportul semnal/zgomot este de mai multe tipuri:

o cosinusoidă cu frecvența purtătoare egală cu dublul frecvenței purtătoare a semnalului;

zgomot aleator;

zgomot aleator cu repartiție gaussiană.

În tabelele următoare sunt prezentate câteva rezultate obținute prin intermediul aplicației, iar la anexa 2 sunt prezentate graficele obținute pentru valorile din tabele.

TABEL 1

TABEL 2

TABEL 3

TABEL 4

În tabelele 1și 3 valoarea pentru banda receptorului este valoarea benzii la -30 dB pentru modulația MSK. Așadar cu toate că modulația OQPSK are un raport semnal/zgomot superior modulației MSK semnalul recepționat în varianta OQPSK este distorsionat deoarece banda receptorului este mai mică decât banda la -30 dB pentru OQPSK. Din valorile prezentate rezultă superioritatea modulației MSK din punctul de vedere al benzii minime și al raportului semnal/zgomot.

În funcție de parametrii ceruți pentru o viteză dată și de complexitatea aparaturii de recepție, cu ajutorul acestei aplicații se poate alege o modulație optimă.

=== Capitolul3 ===

Capitolul III.

Sisteme de transmisIuNi radio cu spectru împrăștiat (SSI)

III.1. Generalități

Un sistem de comunicații este denumit sistem cu spectru împrăștiat/distribuit (spread spectrum system), dacă îndeplinește următoarele condiții:

banda semnalului transmis este mult mai mare decât banda semnalului care conține informația utilă (această condiție nu este suficientă, ea fiind valabilă și în cazul sistemelor care folosesc modulația impulsurilor în cod, modulația delta);

banda transmisă trebuie să fie determinată de o funcție independentă de mesaj, care să fie recunoscută și la recepție.

Principalele performanțe ale SSI sunt:

a)Rezistența deosebită la bruiaj/interferențe –se bazează pe factorul de multiplicitate, care obligă bruiajul să utilizeze tehnici independente de forma semnalului, ceea ce de regulă este ineficient pentru bruiaj.

b)Probabilitatea redusă a interceptării –semnalul emis este impredictibil, iar spectrul de putere al acestuia este relativ uniform într-o bandă largă, ceea ce reduce posibilitățile de sesizare și urmărire a semnalului emis de sistem.

c)Rezoluția în timp fină, performanță conferită de recepția corelată a semnalelor cu spectru împrăștiat, respectiv de realizarea unei sincronizări perfecte a generatorului semnalului de referință de la recepție cu cel similar de la emisie.

d)Capacitatea de secretizare– din modulația semnalului purtător nu se poate extrage modulația cu informație decât de către receptorul care deține codul.

e)Posibilitatea de acces multiplu.

În general accesul multiplu constă în posibilitatea unui număr oarecare de utilizatori de a exploata în comun o facilitate oarecare. Metoda clasică de realizare a accesului multiplu este cea prin diviziune în frecvență FDMA (Frequency Division Multiple Acces). Prin acest procedeu, fiecărui utilizator îi este destinată o frecvență particulară (un canal), fie permanent, fie la cerere. Dezavantajul acestui procedeu este faptul că numărul maxim de abonați este limitat de numărul maxim de canale.

O tehnică mai nouă de realizare a accesului multiplu – divizarea în timp, TDMA (Time Division Multiple Acces), presupune ca fiecărui abonat să i se asigure un anume interval de timp pe durata fiecărui “cadru” de timp. În acest caz, numărul de abonați este limitat prin numărul de intervale disponibile în cadru.

Metoda de acces multiplu oferită de SSI, este accesul multiplu prin diviziune în cod, CDMA (Cod Division Multiple Acces). Procedeul presupune ca fiecărui abonat să i se asigure un cod particular. Spre deosebire de primele două procedee, CDMA nu are o capacitate limitată teoretic în ceea ce privește numărul de abonați. Pe măsură ce numărul de abonați crește, raportul semnal/interferență se micșorează, performanțele degradându-se progresiv până la limita acceptabilă pentru acest raport.

III.2. Metode de modulație folosite în SSI

III.2.1. Tehnica secvență directă (SD)

Tehnica SD este cea mai simplă în elaborarea SSI. Ea constă în modularea purtătoarei direct de către secvența de cod pseudoaleator (PN – Pseudonoise). Modulația utilizată în SD poate fi de amplitudine (de impuls), de frecvență sau de fază. Majoritatea SSI-SD folosesc modulația de fază: bifazică, sau modulația cuadrifazică. Se preferă modulația bifazică datorită simplității realizării modulatorului bifazic.

În figura III.2.1 sunt prezentate structura generală și formele specifice de semnal pentru un sistem de tip SSI-SD care folosește modulația de fază bifazică (BPSK).

Transpunerea mesajului (semnalului util) pe purtătoarea de radiofrecvență se obține prin sumarea modulo 2 a informației cu codul pseudoaleator. Pentru realizarea acestei sumări trebuie ca datele să fie în fază cu generatorul de cod pseudoaleator, pentru ca sumarea să se facă fără pierderi.

La demodulare, se compară cu codul de referință (identic cu cel de la emisie, la sincronism) și va rezulta informația care se va sincroniza automat cu codul folosit.

Caracteristicile generale ale SSI-SD

a)Banda de radiofrecvență a SSI-SD. Performanțele acestor sisteme depind mult de banda de radiofrecvență transmisă, BRF, deoarece afectează câștigul de procesare, în sensul că, cu cât BRF este mai mare cu atât câștigul de procesare va fi mai mare. În majoritatea cazurilor se consideră că banda transmisă este banda lobului principal al spectrului.

BRF= 2Rc (III.1)

-unde Rc – viteza codului pseudoaleator ce realizează împrăștierea spectrului;

b)Câștigul de procesare al SSI-SD(Gp). Este dat de relația

(III.2)

unde: este raportul semnal/zgomot de la ieșire respectiv de la intrare;

este banda de bază a informației.

De regulă se consideră că unde este viteza informației. Pentru a crește Gp., este necesar să fie mărită viteza codului pseudoaleator , limitată la rândul său de posibilitățile de realizare tehnologică.

Una dintre cele mai importante operații dintr-un receptor SSI este restrângerea spectrului (operația inversă împrăștierii despreading), care se realizează prin corelație, apoi se face demodularea purtătoarei folosite ca suport pentru informația utilă. Acest proces se realizează aproape identic la toate SSI și constă în corelația semnalului cu spectru împrăștiat recepționat, cu semnalul de referință generat local.

Există două tipuri de corelatoare: corelator pe frecvența purtătoare și corelator tip heterodină (figura III.2.2 și III.2.3).

Corelatorul pe frecvența purtătoare este un mixer dublu echilibrat. Cele două coduri de la emisie și de la recepție sunt identice și din corelația f (c)·g (m) cu g (m) rezultă purtătoarea. După procesul de corelație este necesară o filtrare, maximizând astfel raportul semnal/perturbații.

Corelatorul tip heterodină. Semnalul de la ieșirea corelatorului heterodină nu este centrat pe aceeași frecvență ca și cel de la intrarea sa, ci pe o frecvență intermediară (fIF). Astfel se evită pătrunderea în circuitele de postcorelație a unui semnal de bruiaj pe frecvența de intrare, iar circuitele ce urmează corelației se pot realiza la frecvențe mai joase. Se observă în figura III.2.3. că la ieșirea mixerului 2, dintr-un semnal cu frecvența centrală f0 + fIF se obține un semnal de bandă largă (referința locală) prin multiplicarea semnalului de bandă îngustă cu codul de referință.

În cadrul semnalelor corelate, cu sunt cel util recepționat și referința locală, se obține un semnal de bandă îngustă (centrat pe fIF) și filtrat apoi în banda informației. În cazul semnalelor nesincrone, banda rezultată va fi suma benzilor semnalelor de intrare și de referință.

Procesul de demodulație în SSI-SD este identic cu cel de la receptoarele clasice (MF) și, datorită faptului că se folosește modulația de tip PSK, va fi coerent. Se folosesc următoarele tipuri de demodulatoare:

a)Circuitele PLL (Phase Locked Loop) acționează ca un filtru de urmărire, astfel încât semnalul de ieșire este o tensiune continuă proporțională cu frecvența și are o anumită bandă de urmărire în care poate urmări variația frecvenței de intrare.

Caracteristicile acestui demodulator sunt:

poate lucra cu raport semnal/zgomot 0dB (redus);

oferă o purtătoare de referință locală ca poate fi folosită în receptorul SSI-SD pentru menținerea sincronizării;

nivelul semnalului de ieșire depinde de sensibilitatea OCT și de deviația MF;

se folosește numai la demodularea MF (FSK)

b)Demodulatoarele cu buclă COSTAS se folosesc pentru demodularea semnalelor cu două benzi laterale fără purtătoare sau cu purtătoarea suprimată, deci a semnalelor cu modulație PSK bifazică sau cuadrifazică. Această buclă nu poate decide care din valori se asociază lui “0” și care lui “1”. Pentru eliminarea acestui neajuns se folosește modulația diferențială de fază DPSK.

Pentru a putea analiza efectul diferitelor tipuri de semnal de bruiaj, vom considera modelul simplificat de receptor SD prezentat în figura III.2.4.

La intrarea corelatorului se consideră suma puterilor semnalului SD util (S), bruiajului (B) și zgomotului intern al receptorului până la corelator (N).

În condițiile bruiajului B N, iar la ieșirea corelatorului se poate aproxima următoarea egalitate:

(III.3)

În primul caz vom considera bruiajul un ton continuu (CW – continue wave).

La ieșirea din corelator bruiajul va fi multiplicat cu referința locală și transformat într-un semnal de bandă largă, astfel încât după filtrare, cea mai mare parte a puterii bruiajului este în afara benzii informației, fiind deci rejectată.

Din formula câștigului de procesare (III.2) se obține pentru semnalul datorat bruiajului la ieșirea din filtru:

(III.4)

În aceste condiții raportul semnal/zgomot la ieșirea filtrului va fi:

(III.5)

În funcție de valoarea acestui raport, demodulatorul și detectorul de sincronizare, care prelucrează semnalul în continuare, vor putea opera cu sau fără erori.

Celălalt caz analizat este bruiajul de bandă largă BW.

În analiza acestui caz apar două situații:

a)Între semnalul de bruiaj și referința locală nu există corelație.

Orice semnal, chiar și cel util, dacă nu este sincron cu referința locală va fi împrăștiat prin multiplicare cu referința locală. Banda semnalului de la ieșirea corelatorului are lățimea egală cu suma benzilor referinței locale și respectiv bruiajului. Deci cu cât este mai largă banda bruiajului, cu atât mai largă va fi banda în care va fi împrăștiată puterea sa de către un corelator SD și cu atât mai mică va fi densitatea de putere a bruiajului după trecerea de filtrul receptorului.

Pentru a estima mai precis diferența dintre efectele celor două tipuri de bruiaj considerăm două cazuri tipice: pentru banda bruiajului cea mai îngustă (CW) și pentru banda maximă a bruiajului care nu poate depăși banda receptorului. La ieșirea corelatorului în cazul CW, banda semnalului va fi egală cu banda referinței locale, iar în al doilea caz, banda va fi dublă, rezultând deci o diferență de 3dB în putere.

b)Între semnalul de bruiaj și referința locală există o corelație semnificativă.

În aceste condiții performanțele SSI-SD vor fi puternic afectate, deoarece vârfurile de corelație vor mări puterea bruiajului în banda filtrului, afectând atât procesul de demodulare cât și de sincronizare.

Aceste corelații sunt posibile atunci când secvența de cod nu este suficient de lungă în raport cu nivelul estimat al bruiajului. Din acest punct de vedere, pentru a selecta lungimea minimă a codului, se poate ține seama de frecvența de repetiție a codului fC, prin relația:

(III.6)

unde R și L sunt viteza respectiv lungimea codului iar fmin INF este frecvența minimă din banda informației.

Dezavantajele SSI-SD:

necesită un canal de bandă largă cu distorsiuni de fază minime;

are nevoie de un timp mare de achiziție;

necesită un generator de cod PN rigid;

Avantajele SSI-SD:

cele mai bune performanțe de zgomot și antibruiaj;

cel mai dificil de detectat;

III.2.2. Tehnica salt de frecvență (SF)

Tehnica salt de frecvență (SF) – frequency hopping – reprezintă o metodă de “evitare” a bruiajului, acest lucru conducând la o dezvoltare crescândă a ei. SF este o modulație discretă de frecvență denumită MFSK (multiple FSK) sau modulare în frecvență cu frecvențe multiple selectate după cod (multiple frequency code selected). Prin circuite adecvate, frecvența transmisă un timp foarte scurt se schimbă cu o viteză denumită viteză de salt, egală cu viteza codului pseudoaleator. Valorile succesive ale frecvenței urmează conform secvenței pseudoaleatoare ce comandă sintetizorul, asigurându-se caracterul impredictibil și banda largă a semnalului transmis (nivelul semnalului emis trebuie să fie constant, indiferent de frecvența transmisă).

La SSI-SF, câștigul de procesare () se obține prin “evitarea” bruiajului, cu ajutorul saltului frecvenței într-o bandă largă, din care motiv valoarea câștigului de procesare este proporțională cu numărul frecvențelor de salt. SF prezintă avantajul de a realiza mărirea câștigului de procesare, nu prin creșterea vitezei codului pseudoaleator (ca în cazul SD), ci prin mărirea numărului de frecvențe de salt. Se justifică astfel utilizarea pe scară tot mai largă a tehnicii SF, în special la stații pentru câmpul tactic, acolo unde se urmărește realizarea de câștiguri de procesare cât mai mari, fără a afecta complexitatea aparaturii.

Structura generală a unui SSI-SF este prezentată în figura III.2.7, făcând abstracție de blocurile de la ieșirile emițătorului și de cele de la intrarea receptorului.

Un parametru semnificativ în proiectarea SSI-SF este viteza salturilor (R) egală în principiu cu viteza codului pseudoaleator Rc. SSI-SF se pot clasifica în funcție de raportul dintre viteza salturilor și viteza informației R inf, astfel:

SSI-SF cu salt lent, R R inf

SSI-SF cu salt mediu, R R inf

SSI-SF cu salt rapid, R R inf

O altă clasificare, după mărimea vitezei de salt este următoarea:

cu salt lent – zeci de salturi/secundă

cu salt mediu – sute de salturi/secundă

cu salt rapid – mii de salturi/secundă

Pentru stațiile cu R R inf bruierea unei frecvențe determină pierderea unui bloc întreg de biți informaționali conducând la o rată foarte mare a erorilor. În scopul realizării unor familii de stații radio pe câmpul tactic (inclusiv portabile) s-a încercat reducerea vitezei de salt. Pentru a evita micșorarea ratei erorilor se utilizează coduri corectoare de erori.

Parametrii caracteristici ai SSI-SF

a)Câștigul de procesare (Gp) se obține pe baza împrăștierii interferenței nesincrone în urma corelației cu semnalul de referință locală de bandă largă și a filtrării.

(III.7)

unde N este numărul de frecvențe de salt.

În figura III.2.8 se prezintă spectrul ideal al semnalului SF.

Spectrul real al semnalului SF diferă de cel ideal. Datorită modulării cu viteza R inf , fiecare din cele N frecvențe de salt are un spectru (sin x)/x )2, cu lărgimea de bandă 2R inf Canalele astfel obținute pot fi dispuse în banda de lucru cu sau fără suprapunere.

O condiție obligatorie pentru a se obține Gp acceptabil este ca nivelul transmis să fie constant în întreaga bandă BRF.

b)Banda de radiofrecvență transmisă BRF. Banda de împrăștiere e un parametru foarte important. O modalitate de a reduce acest parametru este suprapunerea canalelor. În cazul nesuprapunerii canalelor se obține BRF=2NRinf.

Corelatorul la SSI-SF este în majoritatea cazurilor de tip heterodină (fig III.2.9). Sintetizorul de frecvență este comandat de către generatorul de cod pseudoaleator de referință, pentru a produce replica sincronă (referința locală) a semnalului SF ce a fost recepționat. Din corelarea semnalului SF, S (), cu f () + fIF, se va restrânge spectrul, rezultând semnalul S' (), axat pe fIF, care va conține semnalul modulator K (s).

Demodularea în SSI-SF este în general necoerentă deoarece, chiar dacă emițătorul ar asigura continuitatea fazei, condițiile de propagare ar îngreuna păstrarea coerenței. Detecția coerentă ar fi posibilă numai în cazurile când R Rinf.

În majoritatea cazurilor, stațiile radio cu "salt de frecvență" constituie elemente dintr-o rețea de SSI-SF, acestea funcționând mai rar ca perechi izolate. Din acest motiv, un criteriu de bază în alegerea tipurilor de semnale și modulații utilizate în SSI-SF cu acces multiplu îl constituie minimizarea interferențelor reciproce.

Suprapunerea spectrală se datorează pătrunderii unor componente spectrale, produse de impulsurile scurte utilizate în semnalul transmis, în alte canale, în afara celui utilizat. Dacă aceste suprapuneri spectrale cauzează sau nu erori în rețea, depinde de dispunerea spațială a stațiilor radio, de viteza de salt, de ecartul între canale și de spectrul semnalelor emise.

La SSI-SF cu salt rapid, deoarece viteza de salt este mai mare sau egală cu viteza informație, viteza de salt va influența puternic spectrul emis și numărul de canale disponibile.

La SSI-SF cu salt lent, viteza de salt influențează spectrul emis prin intermediul timpului de comutație, definit ca timpul între două salturi, în care frecvența sintetizorului nu este încă stabilită( acordată),plus orice timp de cădere sau creștere care nu se datorează modulației.

Pentru a realiza o creștere a saltului de frecvență concomitent cu menținerea interferenței sub valoarea maximă admisă se poate acționa asupra următorilor factori:

1)Optimizarea performanțelor sintetizoarelor de frecvență.

Sintetizoarele de frecvență utilizate în SSI-SF pot fi directe sau indirecte.

a)Sintetizorul direct generează frecvențele necesare pe baza a k frecvențe, folosind operații ca mixarea,multiplicarea,divizarea,dar fără să utilizeze bucle PLL.

Viteza maximă de comutație a sintetizorului se determină din condiția ca timpul de acord( regimul tranzitoriu) să fie practic 1/10 din perioada saltului.

Aspecte referitoare la optimizarea performanțelor sintetizoarelor directe :

-eliminarea semnalelor nedorite(produse de modulație) printr-un filtru FTB;

-limitarea vitezei de comutație a sintetizoarelor este dată în primul rând de regimul tranzitoriu al circuitelor aferente (în special filtrele utilizate);

b) Sintetizoarele indirecte conțin bucle PLL în care se introduce un divizor programabil pe calea de reacție. Controlându-se divizorul programabil cu generatorul de cod pseudoaleator, se obține saltul de frecvență dorit.

Metodele de reducere a timpilor de comutație la sintetizoarele indirecte sunt:

-utilizarea buclelor multiple;

Metoda buclei multiple, în ciuda faptului că este costisitoare, conduce la o creștere importantă a vitezei de comutație prin folosirea a două sau mai multe bucle, de la care se selectează ca ieșire numai perioada stabilă, evitându-se regimurile tranzitorii. Folosindu-se două bucle, viteza de comutație se poate mări de maximum 10 ori.

-conversia digital analogică a semnalelor de comandă;

-utilizarea filtrului de buclă cu eșantionare;

Parametrul cel mai important al oricărui sistem cu salt de frecvență nu este frecvența salturilor, ci timpul de acord, care este prin excelență criteriul de apreciere a capacității sistemului de a se sustrage de la bruiaj, căci șansele de a evita bruiajul sunt invers proporționale cu durata timpului de acord.

2) Creșterea ecartului între canale.

De regulă, banda totală de salt pentru SSI-SF este limitată, astfel că dacă se crește ecartul între canale, suprapunerea spectrală se va reduce de asemenea.

Această metodă nu este una eficientă deoarece mărind viteza de salt, banda canalului va crește, determinând din nou o creștere a suprapunerii spectrale.

3) Găsirea unor forme de semnal care să reducă banda unui canal, pentru o viteză de salt fixă.

Astfel, lobii laterali a impulsurilor FSK pot fi reduși dacă se utilizează impulsuri de tip cosinusoidă ridicată în locul impulsurilor dreptunghiulare modulatoare. Totuși, s-a constatat că neliniaritățile amplificatorului de putere al emițătorului, cât și ale canalului de propagare, pot crește în acest caz lobii laterali ai spectrului emis, reducând avantajul scontat.

În schimb dacă este utilizat un semnal cu înfășurătoarea aproximativ constantă, efectul spectral al neliniarităților este de regulă neglijabil. Modulațiile digitale de tipul CPFSK, de exemplu MSK, OQPSK, asigură semnale cu amplitudine aproximativ constantă.

În condiții de bruiaj SSI-SF, pot să evite anumite benzi de frecvență prin programare manuală.

Dacă se consideră un bruiaj ochit pe o frecvență din banda de lucru, puterea sa va fi mai eficace numai în situația că una din frecvențele de salt va fi identică cu frecvența pe care se execută bruiajul ochit. În acest caz, multiplicarea cu semnalul de referință locală, va furniza un bruiaj pe frecvența intermediară. Când nu se bruiază pe una din frecvențele de salt, spectrul

semnalului de bruiaj va fi “împrăștiat” în afara benzii de postcorelație, deci bruiajul poate fi evitat cu excepția frecvenței pe care s-a executat bruiajul ochit.

Pentru a fi eficient, bruiajul trebuie să aibă o bandă cât mai largă. În acest fel se consumă o putere mare și există pericolul bruierii propriilor legături precum și a descoperii și distrugerii sursei de bruiaj.

Avantajele SSI-SF:

cea mai mare împrăștiere a benzii pe scara frecvențelor;

pot fi programate pentru a evita anumite porțiuni ale spectrului de frecvențe;

au nevoie de timp relativ scurt de achiziție;

Dezavantajele SSI-SF:

necesită corecția erorilor;

cu cât frecvența salturilor crește, cu atât sistemele de sincronizare devin tot mai complexe, iar timpul de intrare în sincronism nu se poate reduce în aceeași măsură în care crește frecvența salturilor; de asemenea sintetizorul de frecvențe depinde tot mai complex;

III.2.3 Tehnica salt în timp (ST)

Saltul în timp (ST) se referă la modularea în impuls a purtătoarei astfel încât momentele de emitere a impulsurilor de radiofrecvență să fie pseudoaleatoare (conform codului utilizat) în cadrul unor intervale de timp bine determinate ce se reiau periodic.

Datorită vulnerabilității mari față de bruiajul pe frecvența purtătoarei, această tehnică este folosită mai rar. Ea prezintă totuși avantajul lucrului în impuls datorită căruia emițătorul propriu poate utiliza puteri mai mari, în vreme ce emițătorul de bruiaj trebuie să acționeze în permanență pentru a fi eficace. Tehnica ST se folosește de cele mai multe ori,ca o completare într-o tehnică hibridă, alături de SD sau SF.

În fiecare cadru se transmit K biți de mesaj și sunt M intervale elementare de timp. Durata asociată unuia din cei K biți de mesaj va Tf /M, iar un cadru durează Tf=K·x·tm

Banda semnalului va fi:

– pentru modulația bifazică (III.8)

– pentru modulația cuadrifazică (III.9)

Câștigul de procesare este:

pentru modulația bifazică: (III.10)

pentru modulația cuadrifazică: (III.11)

Avantaje SSI-ST:

o mare eficiență a utilizării benzii;

o implementară mai simplă în comparație cu SSI-SF;

Dezavantaje SSI-ST:

necesită un timp mare de achiziție;

necesită corecția erorilor;

III.3. Sisteme moderne cu spectru împrăștiat

III.3.1. Programul SINCGARS-V (ITT)

Sub codificarea SINCGARS-V (SINgle Channel Ground and Airborne Radio Subsystem – VHF s-a lansat un vast program de dotare a armatei de uscat a S.U.A. cu stații radio cu salt de frecvență.

Programul SINCGARS-V cuprinde 5 variante de stație cu salt de frecvență:

varianta portabilă (raza de acțiune 8 km, putere 5 W)

varianta pentru autovehicul cu rază mică de acțiune (8 km, 5 W)

varianta pentru autovehicul cu rază mare de acțiune (35 km, 50 W)

varianta pentru autovehicul cu rază mare de acțiune cu posibilitate de recepție separată (35 km, 50 W)

varianta pentru aviație (35 km, 50 W)

Toate variantele sunt realizate cu posibilitatea lucrului ca stație VHF-FM obișnuită (monocanal), având opționale modulele ECCM (pentru salt de frecvență) și COMSEC (secretizare).

Caracteristici ale SSI SINCGARS-V:

banda de frecvență de lucru: 30-87, 87-975 Mhz;

tip de modulație: MF binară sau analogică, 10 Hz…8,0 Khz;

număr de canale: 2320;

ecart între canale: 25 KHz;

număr de canale preselectate: 6 pentru lucrul monocanal;

numărul de rețele radio preselectate: 6 de la comutatorul de pe panoul frontal;

viteza informației digitale: 75 16.000 biți/s (FSK sau digitală);

modul de acord: de la claviatură;

caracteristici ale receptorului:

– factori de zgomot: 9 dB

– atenuarea canalului imagine: 80 dB

– atenuarea frecvenței intermediare: 10 dB

alimentare 12 Vcc (varianta portabilă), 28 Vcc (variantele vehiculară și pentru aviație)

greutate: 8,1 kg (incluzând bateria)

III.3.2. Stații radio cu salt de frecvență ELMER (MARCONI)

Variante:

portabile: SRT – 633/P;

vehiculare: SRT – 637/V, SRT – 634/V, SRT – 635/V, SRT – 636/V;

Caracteristici:

modul de lucru “whisper”, soptit;

modul de lucru “squelch”;

transmisiuni de date digitale cu viteză de la 50 la 16.000 biți/s în regiuni sincron sau asincron;

retransmisia automată;

interoperabilitate cu echipamentele radio de campanie standard;

posibilitate de captare a informațiilor;

BITE (autotest)

Operarea ECCM:

– modul ECCM de tip “plug-in”

– secvențe de salt pseudoaleatoare

– dispozitiv de încărcare a cheilor pentru securitatea transmisiunilor;

– saltul de frecvență poate fi de maxim 2300 canale cu posibilitatea blocării oricărui canal;

sincronizarea

– se poate face chiar și după ceasul operatorului;

– nu există pierderi de sincronizare în condițiile unui bruiaj sever

– nu este necesară o stație master;

caracteristici tehnice

– gama frecvențelor de lucru: 30-87,975 Mhz

– tipul modulației: MF;

– ecart între canale: 25 Khz;

– mod de operare cu un singur canal și cu salt de frecvență;

– caracteristici ale receptorului:

– factor de zgomot: 9 dB

– atenuarea canalului imagine: 80 dB;

– rejectarea canalului suplimentar de recepție generat de frecvența intermediară: 100 dB;

– putere de ieșire audio: 50 mW/600;

– caracteristici ale emițătorului:

– putere de ieșire: 5 W sau 50 W

– alimentare 12 V (var. portabilă) și 28 V (var. vehiculară)

III. 3.3. Stația radio cu salt de frecvență PANTHER 2000-V (RACAL)

Panther 2000-V menține toate facilitățile stațiilor Jaguar și furnizează o gamă mai largă a frecvențelor de lucru; pentru varianta portabilă și pentru varianta vehiculară de putere medie furnizează o putere mai mare de ieșire; are performanțe “CO-SITE” (compatibilitatea lucrului mai multor stații vecine) îmbunătățite și reducerii semnificative de gabarit.

Pentru a asigura o fiabilitate ridicată sunt folosite SMD-urile și tehnologia CMOS-VLSI.

În familia Panther 2000-V există două variante:o stație radio de 20W și o stație radio portabilă (de mână), cu o putere de 1W. Varianta mobilă este realizată prin conectarea simplă a transceiver-ului la tensiunea de alimentare de 24V a vehiculului pentru operare cu o putere de 20W sau la o unitate de interfațare cu un amplificator pentru operare cu o putere mai mare (50W).

Caracteristici principale:

Moduri de operare:

-voce și date în clar cu operare pe frecvență fixă;

-voce și date secretizate cu operare pe frecvență fixă;

-voce și date secretizate, lucrând în regim de salt de frecvență;

Panther 2000-V prezintă facilitatea de apelare selectivă, care permite realizarea în cadrul rețelei a comunicațiilor private de tip abonat-abonat.

În plus, stații radio individuale pot fi excluse din rețea, caracteristică ce poate fi utilizată în cazul în care o stație radio a fost capturată de inamic.

În momentul în care o stație radio ce lucrează pe frecvență fixă dorește să apeleze o stație radio cu salt de frecvență, facilitatea STANAG 4292 “Apelare” alertează operatorul, care poate comuta pe modul de lucru cu frecvență fixă pentru a realiza legătura radio cu stația respectivă.

Alte facilități oferite de stația Panther-2000V

-căutare canal liber

-scanare canale (pot fi monitorizate până la 8 rețele simultan)

-OTAR (Over The Air Rekeying of radio)-reprogramare de la distanță a stației radio.

-BITE (Built in Test Equipment)-rezultatele testelor și modulelor ce sunt implicate în avaria detectată sunt afișate pe monitor;

-Sistemul “CO-SITE”.Transceiver-ul este compatibil cu alte stații. Performantele sistemului au fost îmbunătățite față de stația radio JAGUAR. Aceste îmbunătățiri permit ca două stații de 50W să genereze în toată gama (30-108 MHz) la 5 MHz una față de cealaltă, având o distanță între antene de numai 1,5m.

Caracteristici ECCM:

Saltul de frecvență oferă protecție împotriva încercărilor de interceptare, goniometrării și a dispozitivelor de bruiaj. Sincronizarea automată și rapidă este utilizată chiar în timpul modului de lucru salt de frecvență, fără a recurge la sincronizarea realizată în transmisiunile pe frecvență fixă; sincronizarea automată poate fi realizată chiar și în prezența unui bruiaj sever.

Sistemul digital de intercalare a biților informaționali mărește protecția datelor împotriva bruiajului.

Saltul de frecvență se bandă îngustă sau de bandă largă ajută la realizarea managementul frecvențelor. Frecvențe individuale sau benzi de frecvență pot fi excluse din caz, aceasta determinând un management flexibil al spectrului de frecvențe și asigurând eliminarea interferențelor cu rețele ce lucrează pe frecvență fixă.

C. Managementul frecvențelor și al criptării

Programarea frecvenței și criptarea informației pentru stațiile radio Panther 2000-V se realizează utilizând un PC ce folosește sistemul de operare DOS împreună cu un software destinat familiei de stații radio Panther. În acest sens sunt disponibile două variante:

– programarea direct de la computer;

– programarea cu ajutorul unui “fill-gun”, care poate fi încărcat în prealabil cu informații referitoare la coduri și frecvențe, de la PC.

Dacă este necesar, stațiile radio pot fi programate și de la tastatura și comutatoarele de pe panoul frontal.

Pentru a asigura securitatea saltului de frecvență și a codurilor necesare procesului de criptare, detaliile nu pot fi extrase o dată ce au fost introduse într-o stație radio și un comutator de resetare validează ștergerea instantanee a tuturor codurilor ce ar fi necesare pentru a copia informația stocată în stația radio.

D.Principalele caracteristici tehnice

gama frecvențelor de lucru: 30-108MHz;

numărul frecvențelor: 3120, cu un ecart de 25KHz;

canale presetabile: 8 informații de programare pentru 8 frecvențe fine și 8 canale pentru modul de lucru “salt de frecvență” pot fi memorate în orice moment;

sistem digital de criptare încorporat:număr de chei 1022

sistem digital de transmisiuni intercalate pentru protecție ECM, esențial din punct de vedere al protecției transmisiunilor de date;

facilități whisper;

facilități BITE;

frecvența de salt: medie (100 salturi/s)

seturi de frecvență pentru bandă îngustă: 9 benzi de salt de 65 Mhz, fiecare conținând 256 canale; pentru bandă largă (58 Mhz există 2320 canale sau 256 canale ortogonale;

secvența de cod după care se face saltul: mai bună decât 2×1012 ani;

posibilitatea de a fi apelat de către stația radio ce lucrează pe frecvență fixă (compatibil STANAG 4292);

emițător:

– puterea de RF: 100 mW, 5 W la 12 Vcc;

100 mW, 5 W, 20 W la 24 Vcc;

100 mW, 5 W, 50 W la 24 Vcc;

cu Vehicle Interface Unit

– deviația maximă: nominal 6 Khz

– suprimarea armonicelor: mai bună de – 50 dB

– radiații parazite: cu mai mult de 60 dB sub nivelul purtătoarei;

receptor:

– rejectarea frecvenței intermediare: mai bună de 100 dB;

– răspunsul în audio-frecvență: pentru semnal vocal 300 Hz – 3 KHz;

– putere de ieșire în AF: 20 mW – squelch: zgomot, ton de 150 Hz și 16 Kbps

alimentare:

– tensiunea de alimentare: 12 V sau 24 Vc.c.;

– protecție împotriva conectării inverse a bornelor la baterie,conectării în scurt sau gol la RF;

– nivelul maxim de intrare în RF: 65 V (EMF);

mediul:

– gama temperaturilor de lucru: -40 grade Celsius la 70 grade Celsius;

– protecție nucleară (EMP);

– EMI/ECM (radiații): conform MILSTD 461 și DEF STANDARD 59-36

F Descrierea funcțională

**Transmiterea semnalului de radiofrecvență (figura III.3.1)

La emisie semnalul informațional(voce, date) este introdus în blocul de procesare audio, unde în funcție de opțiune, acesta poate fi criptat, modulat delta ,intercalat. Semnalul obținut la ieșirea acestui bloc este introdus în blocul de modulare în frecvență. La blocul de modulare în frecvență sosește în același timp de la sintetizor,prin intermediul unui divizor cu 128,un semnal cu frecvența între 230 KHz și 830 KHz .

După modulator, semnalul intră într-o buclă PLL, unde este adus în banda de lucru a stației. Bucla conține oscilatorul SLAVE,ce furnizează un semnal în banda 30 MHz-108 MHz cu un ecart de 25 KHz,un divizor fix cu 130 și un detector de fază.

La ieșirea din buclă semnalul este introdus într-un atenuator în rampă în scopul micșorării distorsiunilor provocate de modulația parazită de amplitudine apărută ca urmare a realizării saltului.

Amplificatorul de putere oferă două regimuri de putere: 4W și 16W,dar stația poate funcționa cu o putere de 0,1 W fără a folosi amplificatorul de putere.

Înainte de circuitul de adaptare cu antena, semnalul este filtrat pentru reducerea armonicilor apărute ca urmare a amplificării.

Sintetizorul primește semnalul de referință de la un oscilator termocompensat (TCXO) de 6,4 MHz.Acesta este introdus într-un divizor fix cu 260 (emisie) sau 256 (recepție), obținându-se un semnal de 25 KHz. Oscilatorul MASTER primește semnalul de comandă de la un comparator de fază. Comparatorul are la cele două intrări un semnal fix de 25 KHz provenit de la T.C.X.O. și semnalul de la oscilatorul MASTER trecut printr-un divizor programabil.

Pe timpul staționării pe o frecvență stația transmite aproximativ 900 de biți, aceasta realizându-se pe parcursul a 90% din timpul de staționare. Celelalte 10 procente sunt alocate sincronizării sintetizorului pe noua frecvență .

**Recepția semnalului de RF (figura III.3.2.)

Stația Panther 2000V funcționează pe principiul supradinei.

Unitatea de RF conține 3 filtre de salt selective destinate reducerii interferențelor dintre canalele alăturate, permițând o amplificare cu zgomot redus. Unitatea de RF mai conține și oscilatorul local de salt folosit pentru a realiza conversia semnalului de RF recepționat într-un semnal de frecvență intermediară (10,7 MHz) pentru unitatea de IF.

Oscilatorul local este un oscilator în 3 benzi care este calat pe fază cu un oscilator compensat în temperatură (TCXO). Circuitul PLL este format din TCXO, divizorul cu 256 și oscilatorul local și este controlat de informațiile primite de la unitatea de comandă și control.

Blocul de frecvență intermediară este alcătuit din:

amplificatorul de IF care are ca sarcină un filtru de bandă îngustă care dă selectivitatea stației;

discriminatorul care permite extragerea traficului în banda de bază;

La ieșirea din discriminator semnalul este filtrat și amplificat la nivelul necesar pentru blocul de procesare a semnalului.

Traficul recepționat este introdus în blocul de procesare unde are loc extragerea datelor de sincronizare, decriptarea și decompresia datelor, demodularea delta și procesarea audio.

Receptorul fiind de tip supradină a fost necesară împărțirea benzii de lucru a stației în trei subgame. Datorită saltului de frecvență este necesară comutarea acestor subbenzi în funcție de frecvența purtătoare. Acest lucru constituie un impediment în obținerea unei viteze de salt mari datorită regimului tranzitoriu care apare la comutație. Timpul de comutație a filtrelor de subgamă trebuie să fie cel mult egal cu timpul de sincronizare a sintetizorului.

Din caracteristicile tehnice prezentate anterior rezultă că în regimul de salt (în bandă îngustă sau în bandă largă), stația nu folosește întreaga bandă. Rezultă,deci o micșorare a căștigului de procesare( Gp ) așa cum a fost definit în relația (III.7)

III.5. Lupta împotriva SSI

În prezent, în aparatura radioelectronică, tehnica SF, este cea mai folosită tehnică pentru împrăștierea spectrului.

Aparatura de bruiaj de care se dispune la ora actuală este în general voluminoasă, incomodă, provocând dificultăți în manevrare și lucru. Cu toate că tehnologiile circuitelor integrate au dus la reducerea dimensiunilor fizice și consumului, utilizarea acestei aparaturi continuă să fie greoaie.

Utilizarea bruiajului pe câmpul de luptă pune probleme în coordonarea transmisiunilor în vederea evitării mijloacelor proprii.

Ca o tendință în privința bruiajului este punerea acestuia pe locul 3 în ordinea periculozității contra-acțiunilor electronice, după interceptare și goniometrare.

Impactul microprocesoarelor și a altor elemente de microelectronică permite ca actualele sisteme de radiogoniometrare să fie mobile, compacte, complet automatizate putând fi amplasate în imediata apropiere a liniei frontului.

Prin interceptare, chiar dacă nu se poate descifra conținutul mesajelor curente, se pot obține informații importante: densitatea și tipul de trafic dintr-o rețea pot indica importanța acesteia, prezența sau absența secretizării arată nivelul de prioritate a legăturii respective în rețeaua de comandă.

Aparatura de bruiaj cu zgomot de bandă îngustă (selectiv) nu reprezintă un pericol serios pentru un sistem cu salturi de frecvență, fie și lente, deoarece acest tip de aparat de bruiaj rămâne reglat pe frecvența care îi este desemnată, care uneori poate coincide cu una din frecvențele utilizate de sistemul cu SF. În acest caz, toți biții mesajului care se transmit pe durata timpului de acord corespunzători acestei frecvențe sunt bruiați.

La stațiile radio SF perfecționate care lucrează, spre exemplu, pe principiul intercalării biților informaționali, bruierea unei singure frecvențe de salt nu produce nici un efect semnificativ.

Stațiile radio SF în banda VHF din rețeaua tactică funcționează, de obicei, în telefonie numerică. Inteligibilitatea mesajului numeric scade pe măsură ce crește rata erorilor și devine critică când aceasta depășește 10%, situație care poate apărea la un bruiaj de 20% din timpul de acord.

Pentru a obține bruiajul necesar de 20% cu astfel de aparate de bruiaj, va trebui pusă în funcțiune o rețea coordonată numărând sute de astfel de aparate.

Un sistem de acest fel va fi, în mod evident, greoi și dificil de realizat pe câmpul de luptă actual.

Aparatura de bruiaj de bandă largă (care efectuează bruiajul de baraj) prezintă suficiente incoveniente pentru utilizatori în cazul în care dorește să bruieze stațiile cu SF.

În afară de mobilitate scăzută în câmpul tactic, consum mare de energie, amprenta sa spectrală este ușor de detectat și identificat, acestea putând deveni ușor țintă pentru diferite mijloace de lovire.

În cazul folosirii unui număr mic de aparate de bruiaj cu bandă largă, soluția este simplă și ușor de adoptat: suprimarea benzii de frecvențe în care se execută salturile.

Dacă însă bruiajul de saturație neutralizează în mod eficace comunicațiile inamicului în anumite benzi, în aceeași măsură aceasta împiedică și comunicațiile proprii din aceste benzi.

Din cauza vulnerabilității la reperare a aparatelor de bruiaj de bandă largă și a ineficacității aparatelor de bruiaj de bandă îngustă, o soluție poate fi un aparat de bruiaj care să fie eficace împotriva salturilor de frecvență, puțin reperabil și relativ ieftin. Se apreciază că cel mai redutabil mijloc care să îndeplinească aceste cerințe îl reprezintă echipamentele de urmărire și bruiaj ochit.

Un emițător a cărui frecvență se modifică de 100 de ori pe secundă rămâne aproximativ 10 ms pe fiecare din frecvențele respective. O stație de bruiaj de urmărire și răspuns trebuie, deci, să intercepteze semnalul și să înceapă bruierea într-un timp de maxim 8 ms. În practică este necesară o viteză de răspuns mult mai mare căci trebuie să țină seama de distanța pe care trebuie să o parcurgă semnalele între emițător și aparatul de bruiaj și între aparatul de bruiaj și receptor. Aceste stații de bruiaj trebuie să fie caracterizate de timp foarte scurt de interceptare și acord pe frecvența de emisie.

O interceptare aproape instantanee se poate obține cu receptoare cu compresie, dar aceste echipamente sunt prea voluminoase, consumă prea mult și sunt prea scumpe pentru cele mai multe dintre aplicațiile viitoare de pe câmpul de luptă. Receptoarele pas cu pas sunt prea lente chiar dacă folosesc sintetizoare rapide. Un receptor al cărui sintetizor permite obținerea unei frecvențe date în 100 s are nevoie de 0,25 s pentru a baleia banda VHF.

Stațiile de bruiaj de urmărire și răspuns ochit cu mare viteză de răspuns trebuie să poată funcționa exact în canalul vizat, cu extindere minimă sau nulă în canalele adiacente. Această caracteristică este importantă în perioadele în care trebuie să se bruieze receptoarele inamicului, fără ca stațiile de bruiaj să se trădeze prin emisie prea ușor de reperat.