. Convertoare Tensiune Frecventa

Memoriu justificativ

O problemă importantă în conducerea proceselor industriale o constituie telemăsurarea mărimilor care intervin în diverse procese.

O instalație de telemăsurare include cinci elemente :

1. Traductorul, care transformă mărimea de măsurat într-o mărime electrică (curent, tensiune).

2. Convertorul de semnal sau adaptorul, un subansamblu care conferă transformarea mărimii electrice furnizate de traductor într-un semnal electric care poate fi introdus în transmițător (emițător).

3. Emițătorul, preia semnalul de la adaptor și-l transmite la distanță, eventual cu ajutorul undelor electromagnetice.

4. Receptorul, ansamblul care primește semnalul emis și extrage informația sub forma furnizată de adaptor.

5. Blocul de extragere, afișare și prelucrarea informației, conferă extragerea informației utile și furnizarea acesteia sub formă utilizabilă, pentru informare (prin afișaj) sau control.

Schema ce descrie aceste elemente este prezentată în figura nr.1.

Figura nr. 1

În prezent, pentru ușurarea lucrului, marea majoritate a traductoarelor furnizează semnale electrice sub formă de curent continuu cu intensitate proporțională cu mărimea măsurată. Acest curent se numește "curent" sau "semnal unificat" .

Semnalul (curentul) unificat are valori standardizate în următoarele game:

Așadar: – valorii minime a mărimii măsurate ( poate fi 0, o valoare pozitivă sau o valoare negativă), îi corespunde un curent nenul (1mA, 2mA sau 4mA).

– valorii maxime a mărimii măsurate, îi corespunde un curent dat (5mA, 10mA sau 20mA).

Figura nr. 2

În intervalul determinat de mărimile [Mm(minim) ; Iu(minim)] … [Mm(maxim) ; Iu(maxim)], curentul este proporțional cu mărimea măsurată, ca în figura nr. 2.

Conversia mărime măsurată-semnal electric, o face traductorul propriu-zis (de exemplu, termorezistență sau termocuplu pentru temperatură; membrană elastică semiconductoare sau bobină cu miez mobil pentru presiune și deplasări, etc.). Semnalul electric primar astfel obținut, (poate fi curent, tensiune, frecvență, fază, etc.), nu este potrivit transmisiei chiar la distanțe mici, fiind cu nivel mic, ușor de perturbat.

Pentru a putea fi transmis la orice distanță (chiar câțiva metri), semnalul trebuie amplificat. Se știe că "intensitatea" curentului este mai greu de perturbat decât tensiunea (energia necesară pentru semnalul perturbator este mai mare).

Din acest motiv, se preferă convertirea semnalului primar într-un curent. Pentru asigurarea compatibilității diverselor sisteme de măsură la diverse traductoare, valorile curentului sunt standardizate la cele unificate.

Figura nr.3.

Semnalul unificat poate fi transmis la distanțe mici (uzual câteva zeci de metri), dar pentru transmisii la mare distanță nu este potrivit.

În special, semnalul continuu nu poate fi suprapus pe purtătoarea de înaltă frecvență pentru transmisii prin radio sau prin cablu – nici un modulator actual nu funcționează bine cu modulatoare în curent continuu.

Apoi deci, necesitatea convertirii semnalului de curent continuu unificat într-un semnal variabil care să poată fi suprapus peste o purtătoare de înaltă frecvență; acest rol revine "convertorului" din figura nr.1.

Un semnal variabil este caracterizat de mai multe mărimi: amplitudine, frecvență, forma impulsurilor, fază, etc.

Dintre acestea, o mare imunitate la perturbații o prezintă frecvența. Din acest motiv, adesea se folosește conversia: semnal unificat frecvență semnal (sinusoidal sau dreptunghiular) intermediar.

În lucrare se abordează problema realizării unui convertor semnal unificat – frecvență semnal intermediar.

Capitolul I

Convertoare Tensiune – Frecvență
(sau oscilatoare comandate în tensiune)

1.1. Generalități

Convertoarele semnal unificat (curent) – frecvență, includ două subansamble:

(1) Convertorul curent – tensiune, de regulă o simplă rezistență.

(2) Oscilatorul controlat în tensiune sau convertorul tensiune-frecvență.

Oscilatoarele controlate în tensiune sunt de o mare varietate, dar pot fi împărțite în două categorii:

– oscilatoarele controlate în tensiune tip LC.

– oscilatoarele controlate în tensiune tip RC.

Oscilatoarele comandate în tensiune tip LC se folosesc de regulă la înaltă frecvență (peste 100 500 kHz) și utilizează un element reactiv a cărui reactanță este dependentă de tensiune. Se folosesc : diode varicap, tranzistoare de reactanță, tranzistoare în circuite de utilizare a efectului Miller. Aceste circuite sunt foarte folosite la generarea semnalelor modulate în frecvență (M.F.) folosite în transmisiile radio. Dezavantajele majore constau în neliniaritatea mare, și intervalul mic al tensiunilor de comandă.

Oscilatoarele comandate în tensiune tip RC sunt cele mai folosite în conversia tensiune – frecvență în înaltă frecvență, de la aproximativ 50 Hz până la peste 100 kHz, și pot să confere liniaritate bună și interval mare de tensiuni de comandă.

Aceste circuite sunt de o mare varietate, iar câteva tipuri vor fi descrise în continuare.

1.2. Principiul oscilatoarelor comandate în tensiune tip RC

Există o mare varietate de oscilatoare RC comandate în tensiune, practic majoritatea circuitelor basculante bistabile (C.B.B.) pot fi modificate astfel încât frecvența lor să depindă de o tensiune de comandă. În acest paragraf se vor prezenta câteva din cele mai utilizate tipuri.

Cu toată marea diversitate, oscilatoarele comandate în tensiune tip RC funcționează după același principiu descris în cele ce urmează.

De fapt, oscilatoarele comandate în tensiune realizează "modularea în frecvență" a unei purtătoare.

Se știe că un semnal modulat în frecvență este de forma:

;

; (1.1)

Variabila t(t) are dimensiunea timp, iar cos[wot(t)] este o funcție periodică de t cu perioada Tt egală cu a purtătoarei (To):

(1.2)

Figura nr. 1.1. Semnalul triunghiular în funcție de variabila t.

Se consideră realizată o tensiune uc(t) triunghiulară în domeniul t ca în figura nr. 1.1, cu amplitudinea 2V. Introducând această tensiune uc într-un formator de sinusoidă (cu diode, cu etaj diferențial), vom avea un circuit neliniar cu relația de intrare-ieșire următoarea:

; (1.3)

la ieșire obținându-se semnalul modulat în frecvență din relația de mai sus.

Realizarea este posibilă cu un circuit ca în figura nr. 1.2:

Figura nr. 1.2. Generator de semnal triunghiular cu M.F. – schema bloc.

La un moment ti, comutatorul trece de pe poziția (a) pe poziția (b); cu notațiile din figura nr. 1.2, tensiunea la ieșirea generatorului va fi:

;

; (1.4)

;

Așadar, uc determină o relație liniar variabilă în .

La momentul t = ti+1: uc( ti+1) = -V; t(ti+1) – t(ti) = Tt /2.

La momentul ti+1, comutatorul revine din poziția (b) în poziția (a), tensiunea la ieșirea integratorului este de asemenea liniară în t:

;

Deci putem scrie:

; (1.5)

Semnalul generat între două comutări, este liniar variabil în t, dar nu este liniar în domeniul timp. Modulația în frecvență are loc tocmai pentru că în domeniul t perioada este constantă (Tt = To) dar se modifică în domeniul timp deoarece Tt(t) depinde de f1(t) ; totul are loc ca și cum axa timp s-ar dilata și contracta în funcție de semnalul util.

Dacă formatorul de sinusoidă este ideal, realizând exact:

u = Uo cos(uc· /2V), semnalul cu modulație în frecvență de la ieșire este fără distorsiuni pentru și oricât de mari; formatoarele reale asigură distorsiuni sub 13%.

Generatoarele de semnal modulat în frecvență de acest tip pot fi utilizate și la frecvențe joase (sute … mii de Hz) și pentru semnale utile lent variabile în timp.

Trecînd semnalul modulat în frecvență printr-un limitator ideal vom obține:

(1.6)

Semnalul rezultat este dreptunghiular cu amplitudinea de 2V și perioada în domeniul t este Tt = To , ca în figura nr. 3. Semnalul poate fi dezvoltat în serii Fourier în funcție de t:

; (1.7)

Caracteristicile limitatorului vor fi de forma:

Figura nr. 1.3. Caracteristica limitatorului

și semnalul dreptunghiular cu modulație în frecvență.

Fiecare componentă din expresia de mai sus este un semnal cu modulație în frecvență

; (1.8)

Dacă spectrele componentelor adiacente nu se suprapun, utilizând un circuit selectiv se poate extrage semnalul modulat în frecvență cu purtătoarea cu frecvența (2n-1)o.

Există destul de multe procedee de generare a semnalelor dreptunghiulare cu modulație în frecvență, de regulă utilizând generatoare de curent comandate și condensatoare pentru integrare; o schemă bloc posibilă este în figura nr. 1.2 în care semnalul dreptunghiulare cu modulație în frecvență este chiar semnalul ud(t) de la ieșirea detectorului de prag; evident toate considerațiile discutate mai sus referitoare la distorsiuni, se aplică direct și în cazul acestor generatoare.

1.3. Oscilatoare comandate în tensiune tip RC

1.3.1. Oscilatoare comandate în tensiune cu multivibrator,
cu cuplaj în emitor

Schema electrică și diagrama de semnale sunt prezentate în figura nr. 1.4:

Figura nr. 1.4. Oscilator comandat în tensiune,cu multivibrator cu cuplaj în emitor.

a- schema de principiu;b- diagrama semnalelor.

Pentru a înțelege funcționarea acestui circuit se consideră una din stările cvasistabile, de exemplu când Q1 – blocat și Q2 – în conducție. În acest caz, condensatorul C este încărcat cu (+) pe terminalul (a) și cu (-) pe terminalul (b).

Din momentul realizării acestei stări, se produc următoarele fenomene:

– curentul I prin Q2 va determina pe R: VD I· R , unde VD este tensiunea de deschidere a diodei.

– Q2 este menținut în conducție prin Q3 a cărui bază este la potențial aproximativ egal cu VD ; astfel:

; (1.9)

– Q4 este și el în conducție, dar tensiunea din emitor este:

; (1.10)

– emitorul lui Q1 este la un potențial mai mare decât baza sa, și deci Q1 – blocat:

(1.11)

-condensatorul C este încărcat inițial cu (+) la terminalul (a) și cu (-) la terminalul (b). Curentul I prin Q2 descarcă C și-l reîncarcă cu (+) pe terminalul (b) și cu (-) pe terminalul (a). Curentul Ic trece prin Q7 și este egal cu I1 prin Q8:

; (1.12)

În aceste condiții, tensiunea în emitorul lui Q2 se va menține constantă:

; (1.13)

La un moment dat, tensiunea pe terminalul (a), are valoarea:

;

În acel moment:

; (1.14)

Ca urmare Q1 se deschide, și în același moment se deschide Q5, iar tensiunile vor fi:

; (1.15)

deoarece C este încărcat, iar VeQ1 crește brusc cu VD , și VbQ2 crește brusc cu VD. Apoi reîncepe descărcarea și reîncărcarea condensatorului C așa cum am arătat mai sus.

Se observă că Vc variază în perioada T/2 cu 2VD , iar curentul de încărcare este:

rezultă : , deci

; (1.16)

La rândul său, curentul de încărcare este determinat de tensiunea de comandă Vin :

, de unde:

; (1.17)

dacă Vin >> VD 0,6V.

Factorul de conversie este o constantă:

; (1.18)

În ceea ce privește gama acoperită, pentru C dat, acesta depinde de intervalul în care poate varia I1 în funcție de Vin ; în general:

; (1.19)

deoarece I1max. nu poate depăși câțiva mA, iar I1min. trebuie să fie mult mai mare decât curenții de bază ai lui Q1 și respectiv Q2, deci de (zeci …sute)A.

Trebuie observat că tranzistoarele lucrează în regim nesaturat; deci, oscilatoarele de acest tip pot funcționa până la 60 100 MHz în bune condiții. La frecvențe mai mari încep să conteze timpii de comutație ai tranzistorilor, practic necontrolabili și variabili aleatori. Ca urmare, frecvența nu mai este stabilă.

Oscilatoarele de acest fel se utilizează în circuite P.P.L. integrate de înaltă frecvență cum sunt: NE 561, NE 562, NE 564, dar se pot utiliza și cu elemente discrete.

Observație:

Frecvența depinde de curentul I1 cere la rândul său depinde de VD , care este dependentă de temperatură; deci se obține:

(1.20)

Pentru dVD / dT 2mV / C rezultă:

= -3,33· 10-3 C-1 = -3330 p.p.m. (părți per milion), deci o valoare foarte mare.

Pentru a recupera această variație, I1 se comandă printr-o rețea cu coeficient de temperatură pozitiv,țea cu coeficient de temperatură pozitiv, egal cu cel de mai sus.

1.3.2. Oscilator comandat în tensiune cu trigger Schmitt

Schema bloc a acestui oscilator este dată în figura următoare:

Figura nr. 1.5. Oscilator controlat în tensiune cu trigger Schmitt.
a- schema bloc; b- caracteristica triggerului; c- diagrama de semnale.

În principiu, oscilatorul cu trigger Schmitt este format din două generatoare de curent constant Io care, alternativ, prin comutatorul k încarcă și descarcă un condensator C. La încărcare, când este atins pragul VH al triggerului, comutatorul k este mutat pe poziția (2) și începe descărcarea cu același curent, până este atins pragul de jos VL. Apoi procesul se repetă.

Din figura 2.(c), putem scrie:

(1.21)

unde Io este comandat în tensiune, realizându-se astfel un oscilator.

Sursele de curent constant și comutatorul de curent pot fi realizate în mai multe feluri; o variantă este schema din figura nr. 1.6, utilizată în P.P.L. integrat tip NE 565.

Figura nr. 6. Oscilator cu P.P.L. NE 565.

– Q1, Q2, Q3, Q4 și Do formează o sursă de curent de precizie, comandată de Vin pe baza lui :

;

deci

(1.22)

– Q5, Q6, Q7, D1, D2 formează comutatorul de curent, iar Q8 este un tranzistor de descărcare comandat pe trigger.

Presupunem că inițial C este descărcat, deci Vc 0 și deci Vo 0, iar Q8 -blocat.

Curentul Io = constant, va încărca prin dioda D1, C.

Când VC = VH triggerul basculează, iar VT = VTH și Q8 intră în conducție;

VT VD4 + VbeQ8 = VD3 + VbeQ8 deci rezultă:

VbeQ8 Vbe;

Tranzistoarele Q5 , Q6 și Q7 intră în conducție și:

; (1.23)

– pentru că Re are valoare mică, atunci și tensiunea I· Re mică.

– pentru că Q5 , Q6 și Q7 formează o oglindă de curent, atunci

I = Io;

În colectoare vom avea :

(1.24)

În același timp VcQ5 = Vc > V .

Rezultă că dioda D1 este deschisă, prin D1 și Q6 circulă Io de la generator; D2 este blocată, prin Q5, Q7 circulă Io ce descarcă C.

Când Vc = VL , triggerul basculează, blocînd Q8 ; procesul reîncepe.

Triggerul Schmitt este de tip "cu tranzistoare nesaturate" pentru a avea viteză de comutare mare.

Oscilatorul cu trigger Schmitt are o bună constanță a frecvenței, coeficient de temperatură mic (având Q1 și Q unul npn iar celălalt pnp) și furnizează semnal Vo cu amplitudine VOH – VOL mare ( VDD ). În general frecvența maximă nu este prea mare, ajungând la aproximativ intervalul 500 KHz1MHz.

1.3.3. Oscilatoare comandate în tensiune, care utilizează amplificatoare operaționale ca masă de curent și trigger Schmitt

Principiul de funcționare al acestui oscilator este asemănător cu al celui cu trigger Schmitt descris anterior, dar ca sursă de curent se folosește un amplificator operațional (A.O.) în regim de întrerupător. Comutarea pentru încărcarea și descărcarea condensatorului este comandată de un comparator cu histerezis (trigger Scmitt).

Fig.7. Oscilator comandat în tensiune cu A. O.

a- schema bloc; b- diagrama de semnale.

Dacă condensatorul C este încărcat, cu (+) pe borna (a), cât timp Vc>VL, pragul inferior al triggerului, ieșirea Vo este "sus" la VOH și comandă conducția (saturația) tranzistorului Q.

Prin rezistența R3 circulă curentul I3 format din curentul Id de descărcare al condensatorului C; ca urmare, tensiunea Vc scade liniar.

Când Vc = VL , pragul de jos al triggerului, comparatorul basculează în VoL și blochează Q; de acum condensatorul C se încarcă cu Ii = I1 .

Presupunând R3 >> RQ(on) , deoarece

se obține:

(1.25)

constantă Vin ;

Pe de altă parte:

; (1.26)

Durata încărcării lui C:

; (1.27)

Durata descărcării lui C:

; (1.28)

Deci putem scrie că:

; (1.29)

Oscilatorul are evident o caracteristică liniară în funcție de tensiunea de comandă.

Pentru a obține un semnal simetric este necesar ca d = i , sau:

; (1.30)

adică :

Dacă, corelația de simetrie este îndeplinită, se obține:

(1.31)

sau

; (1.32)

unde ;

Analiza calitativă de mai sus s-a efectuat neglijând o serie de factori:

– tensiunea de offset a A.O. – VOFF ;

– tensiunea pe Q în conducție – VQ(ON) ; respectiv rezistența sa în conducție – RQ(ON) ;

– curenții la intrările A.O. – IB ;

– timpii de comutație ia comparatorului ;

– rezistența de scurgere a condensatorului ;

Acești parametri depind și de temperatură astfel încât coeficientul de variație cu temperatura al acestor oscilatoare este mare față de celelalte tipuri.

Comportarea cu frecvența a oscilatorului de acest tip depinde de calitatea componentelor – banda amplificatorului operațional și slew-rate-ul comparatorului – micșorând VT, crește evident frecvența maximă. Cu un amplificator operațional de tip 741 și comparatoare cu amplificator operațional, se poate ajunge la frecvențe de 10 20 kHz; folosind drept A.O. tot un comparator se atinge , cu unele precauții, frecvențe de chiar 1MHz, dar semnalul este distorsionat.

În joasă frecvență se ajunge ușor la 1MHz. Spre frecvențe mai scăzute, intervine rezistența de scurgere a condensatorului și curenții de polarizare ai amplificatoarelor operaționale, însă folosind amplificatoare operaționale cu rezistență de intrare mare (cu F.E.T) și condensatoare de calitate (cu policarbonat) se pot obține frecvențe de 0,01 0,001Hz.

Observație:

Triggerul Schmitt realizat cu comparator are pragurile următoare:

(1.33)

Capitolul II
Oscilatoare Integrate Comandate în Tensiune

2.1. Oscilatoare comandate în tensiune cu timer E 555

Timerul E 555 poate fi utilizat foarte bine în realizarea oscilatoarelor comandate în tensiune, fiind un circuit integrat monolitic bipolar care realizează temporizări libere prin încărcarea și descărcarea controlată a unui condensator extern. Pentru a putea descrie mai ușor funcționarea circuitului E 555, se folosește figura nr. 2.1:

Figura nr. 2.1. Schema logică echivalentă a circuitului E 555.

Blocul central de care depinde funcționarea circuitului E 555 în mod esențial, este un circuit basculant bistabil (CBB), de tip RS, a cărui ieșire Q atacă etajul final de ieșire și tranzistorul care realizează descărcarea condensatorului de temporizare, exterior circuitului.

Etajul final este de tip inversor. În starea 0 logic a ieșirii Q, la ieșirea circuitului se obține 1 logic, evident la un nivel de putere mult mai ridicat. Tranzistorul de descărcare (Q16) în acest caz este blocat.

Atunci când Q este în starea 1 logic, tensiunea de la ieșire scade până aproape la potențialul masei, iar tranzistorul de descărcare este pregătit să conducă un curent de colector important.

Starea circuitului basculant bistabil se stabilește prin intermediul comenzilor care apar pe cele trei intrări, notate S, R și r pe schema din figura nr. 2.1. Tabela de adevăr a acestui circuit basculant este prezentată în figura nr. 2.2. Făcând intrarea notată cu R = 1 logic, se comandă aducerea tranzistorului Q în starea 0 logic, iar cu intrarea S = 1 logic se comandă aducerea tranzistorului Q în starea 1 logic. Starea care corespunde intrării S = 0 logic simultan cu R = 0 logic este inoperantă; în această situație, circuitul basculant bistabil memorează starea avută inițial. Perechea de comenzi S = 1 logic și R = 1 logic este folosită rar, și conduce la poziționarea basculant în starea Q = 1 logic.

Figura nr. 2.2. Diagrama de stări a circuitului basculant RS
din circuitul integrat E 555.

În plus, starea circuitului basculant bistabil depinde de o a treia intrare notată cu r. Atunci când intrarea r = 0 logic, starea circuitului basculant rămâne nemodificată; dacă însă r = 1 logic, ieșirea Q se forțează în 0 logic, indiferent de comenzile existente la intrările R și S.

Pentru a realiza starea r = 0 logic, este suficient să se lase intrarea ALO (Aducere La Zero) în aer, sau să se conecteze la o tensiune mai mare de 1 V.

Semnalul r devine 1 logic atunci când terminalul notat ALO se conectează la masă (de fapt la o tensiune mai mică de 0,4 V). Intrările R și S sunt comandate intern de către comparatoarele notate "SUS" și "JOS" în figura nr. 2.1. Acestea compară tensiunea aplicată lor din exterior pe una din intrări, cu nivelele de tensiune 0,66 V+ și respectiv 0,33 V+, unde V+ este tensiunea de alimentare a circuitului.

Ținând cont de polaritățile intrărilor comparatoarelor, se poate deduce următoarea funcționare (se utilizează o logică pozitivă):

Vprag sus > 0,66 V+ R = 1 Q = 0;

Vprag sus < 0,66 V+ R = 0;

și respectiv:

Vprag jos > 0,33 V+ S = 0;

Vprag jos > 0,33 V+ S = 1 Q = 1;

Relațiile de mai sus sunt reprezentate grafic în figura nr. 2.3.

Figura nr. 2.3. Stările R și S în funcție de tensiunea de intrare.

Oscilatoarele comandate în tensiune cu timer E 555 se pot realiza după schema din figura nr. 2.4., în care acest circuit funcționează în regim de monostabil.

Figura nr. 2.4.Oscilator comandat în tensiune cu timer E 555.

Circuitul include convertorul tensiune-frecvență format cu amplificator operațional și tranzistor bipolar.

Deoarece ideal, la amplificatorul operațional avem v_ = v+ și curentul la intrările notate (-) și (+) este neglijabil, rezultă:

i = iin ;

iar ;

Deci:

; (2.1.)

Curentul constant i încarcă condensatorul C, pe care tensiunea crește liniar:

; (2.2.)

Figura nr. 2.5.

Când tensiunea VC = VPS (în punctul A), tranzistorul de descărcare din E 555 se deschide, și condensatorul C se descarcă foarte rapid până la tensiunea VPS (în punctul B), când tranzistorul de deschidere se blochează. Ca urmare, tensiunea pe condensatorul C reîncepe să crească.

Pe rampa determinată de punctele B și C, alegând originea timpului la momentul tB vom avea:

În punctul C, avem: VC = VPS, t = Ti, deci:

; (2.3)

În acest caz, perioada și frecvența impulsurilor este:

; (2.4.)

deci

sau

; (2.5)

Dacă Td <<< Ti se obține o dependență liniară a frecvenței de tensiunea de intrare:

; (2.6.)

Semnalul la ieșire este sub formă de impulsuri negative foarte scurte. Pentru a obține semnale cu factorul de umplere 1/2, este suficient un divizor de frecvență (prin 2, 4…) plasat la ieșirea circuitului integrat E 555.

Se va observa că circuitul integrat E 555 este alimentat –V – masă, pentru a permite tensiunii colector – emitor de pe tranzistorul Q să varieze în limitele necesare.

Dependența tensiune-frecvență liniară este ideală. În practică însă apar abateri de la liniaritate, mai ales spre frecvențe joase și foarte ridicate. Neliniaritățile sunt influențate de convertorul tensiune-curent și timerul E 555.

2.1.1. Influența convertorului tensiune-curent

S-a presupus că în acest caz condensatorul C se încarcă cu, curentul i. Cu notațiile din figura nr. 2.6., curentul de încărcare al condensatorului C (iC) diferă de curentul din emitorul tranzistorului Q:

; (2.7.)

Figura nr. 2.6.

Efectul curentului iB este important când curentul i este mic (mA), deci la frecvențe joase.

Figura nr. 2.7. Configurație Darlington.

O soluție de redresare a curentului iB constă în a folosi tranzistoare cu efect de câmp (TEC) sau tranzistoare bipolare (TB) în configurație Darlington, ca în figura nr. 2.7. În acest caz avem:

;

și deci într-adevăr iB se poate neglija.

S-a mai presupus că, curenții de polarizare ai tranzistoarelor de polarizare de intrare ale amplificatoarelor operaționale sunt neglijabili. În general, acești curenți (i-,i+) sunt nenuli și deci:

; (2.8.)

Evident, efectul este important la curenți mici, deci la frecvențe joase.

Eliminarea efectelor acestor curenți se poate face folosind amplificatoare operaționale cu intrări pe tranzistoare cu efect de câmp sau Darlington (cum sunt TL 080… TL 084 sau M 324, M358 etc.).

De exemplu, amplificatorul operațional M 324 are curentul de intrare iin 50 nA, deci neglijabil, dacă curentul iin minim este aproximativ 50 mA.

Dacă iin minim este mai mic, trebuie folosit amplificator operațional cu intrare pe tranzistor cu efect de câmp care are iin < 0,1 nA.

În discuție s-a considerat v_ = v+. În realitate, există o tensiune de offset, adică ar trebui scris:

; (2.9)

Evident, considerând iin 0, iB 0, se obține din relația (2.6):

; (2.10)

deci apare o "frecvență" de offset care însă poate fi compensată, modificând tensiunea vin într-un amplificator operațional premergător (oricum folosit).

Problema este Dvoff ( și deci Dfoff ) este influențat de temperatură; evident, efectele contează când tensiunea vin este mică, comparabilă cu Dvoff – deci tot la frecvențe joase.

Pentru reducerea efectelor tensiunii de offset și a variației cu temperatura se poate proceda la:

– utilizarea amplificatoarelor operaționale cu offset mic;

– stabilind gama de variație a vin la valori ceva mai mari, deci vom avea vin >100 mV;

2.1.2. Influența condensatorului C

În realitate, condensatorul C nu este ideal – există o "rezistență de izolație" sau de "scurgere" notată cu R17, în paralel cu condensatorul Cideal – ca în figura nr. 2.8:

Figura nr. 2.8.

Putem scrie astfel:

dar,

;

;

;

adică:

; (2.11)

Aceasta înseamnă că, condensatorul C se încarcă mai lent și neliniar; efectul apare spre capătul de sus al rampei – figura nr. 2.9.

Efectul apare într-o "prelungire" a duratei de încărcare cu o valoare T. Pentru a fi neglijabil, este necesar ca:

CR17 << Ti T (2.12)

Se poate aprecia Ti, observând că:

;

Figura nr. 2.9

Rezultă:

; (2.13)

; (2.14)

Deci, condiția de neglijare a efectelor rezistenței R17 este:

; (2.15)

Evident, trebuie folosite condensatoare C cu R17 mare, cu policarbonat sau cu polistiren; nu se pot folosi condensatoare electrolitice.

2.1.3. Influența timmer-ului

Cea mai importantă influiență se manifestă în existența unei durate nenule de descărcare a condensatorului C: Td > 0.

Timpul Td depinde de caracteristicile circuitului:

– timpii de propagare de la intrările comparatorului din circuitul E 555 la intrarea tranzistorului de descărcare;

– durata comutării tranzistorului de descărcare și de impedanțele de pe circuitul de descărcare (în special inductanța).

Oricâte măsuri s-ar lua, timpul Td nu poate fi micșorat sub valoarea de câteva zeci de ms … ms. Evident, efectele timpului Td sunt importante la frecvențe mai ridicate.

Frecvența maximă la care se poate neglija timpul de descărcare Td se poate stabili din relația:

Td < 0,01 T ; (2.16)

Deoarece timpul de descărcare Td = 0,51 ms, rezultă că pentru o bună liniaritate este necesar ca:

;

Deci, pentru ca timpul de descărcare Td, să nu influențeze cu mai mult de 1%, este necesar ca:

fmax< 2010 kHz; (2.17)

2.2. Convertor tensiune – frecvență de precizie LM 331

2.2.1. Descriere generală

Familia convertoarelor tensiune-frecvență LM 331, este potrivită pentru folosirea în circuite de conversie analog – digital cu cost scăzut, convertoare frecvență – tensiune de precizie, integratoare de durată lungă, demodulatoare sau modulatoare liniare de frecvență, multe alte funcții.

Semnalul de ieșire tensiune – frecvență este un tren de impulsuri cu frecvență precisă , proporțională cu tensiunea aplicată la intrare. Astfel, acordă toate avantajele inerente ale tehnicii conversiei tensiune – frecvență și este ușor de aplicat în toate aplicațiile standard conversie tensiune – frecvență.

Suplimentar, familia circuitelor LM331 realizează nivele de precizie ridicată împotriva temperaturii, care pot fi realizate doar în module scumpe de conversie tensiune – frecvență.

În plus, LM331 are un consum foarte bun, când sunt folosite în sistem digital la tensiuni de rezervă de putere mică și implică un preț scăzut convertoarelor tensiune – frecvență în sistem cu microprocesor controler.

Izolarea împotriva nivelului înalt de mod comun care poate apare datorită frecvenței bateriei de alimentare a convertorului tensiune – frecvență, se folosește o direcționare simplă a semnalului utilizând procedeul fotoizolării.

Familia circuitelor LM331, folosește circuite de referință cu bandă liberă de compensare a temperaturii, de precizie excelentă la finalul șirului temperaturii operate, la rezerva de putere de 4V.Circuitul de măsurare a preciziei are tendința de curenți mici fără să degradeze răspunsul rapid necesar pentru 100KHz al convertorului tensiune – frecvență.

Ieșirea de semnal este capabilă să comande încărcarea a 3TTL, sau ieșirea de peste 40V, rezistentă împotriva scurtcircuitului la pinul VCC.

2.2.2. Caracteristici

– liniaritate 0,01%;

– îmbunătățește performanțele în extinderea aplicațiilor de conversie tensiune – frecvență;

– una sau mai multe operațiuni de rezervă;

– operații pe rezervă de 5 V;

– impuls de ieșire compatibil cu toate formele logice;

– stabilitate excelentă la temperatură ± 50 ppm/ °Cmax;

– dispare la putere joasă, 15 mW tipic la 5 V;

– dinamică largă, 100 dBmin la 100 KHz pentru o scală de frecvență completă;

– cuprinderea scalei complete de frecvență, 1 Hz la 100 KHz;

– cost redus;

– tensiune de rezervă 40 V;

– ieșire scurtcircuit la pământ: continuă;

– ieșire scurtcircuit laVCC: continuă;

– tensiune de intrare: 0,2 V la +VS, la temperatură (070) °C;

– putere disipată (25°C): 500 mW pentru capsula H, 570 mW pentru capsula N;

– rezistența termică:150 °C/W pentru capsula H, 155 °C/W pentru capsula N.

Figura 3.10. Schema simplă de convertor tensiune – frecvență

2.2.3. Caracteristici electrice (pentru TA = 25°C)

2.2.4. Principiul de funcționare al convertorului tensiune-frecvență cu LM 331

Convertorul LM 331 este un circuit monolitic destinat efectuării de operații multiple și precise, cu aplicații de conversii tensiune-frecvență sau frecvență-tensiune. Schema bloc simplificată a circuitului este redată în figura nr. 2.11, și conține o sursă comandată în curent, un comparator de intrare, și un formator de tact.

Figura nr. 2.11. Schema bloc simplificată a convertorului tensiune frecvență
cu circuit LM 331 și elementele aferente.

Operațiile făcute de acest bloc sunt ușor de executat prin intermediul ciclului de operații făcute de un convertor elementar tensiune-frecvență, prezentat în figura nr. 2.11, unde este prezentată schema bloc simplificată a convertorului tensiune-frecvență LM 331 împreună cu rezistențele și condensatorii conectate.

Comparatorul de tensiune are rolul de a compara tensiunea pozitivă de intrare, V1 din pinul nr. 7 cu tensiunea Vx de la pinul nr. 6. Dacă V1 este mai mare, comparatorul va transmite un tact. Ieșirea timerului va trece pe poziția ON frecvența tranzistorului de ieșire și sursa comandată în curent pentru perioada t = 1,1· RtCt. Pe timpul acestei perioade curentul i va scurtcircuita și va determina Q = i· t în condensatorul CL. Acest lucru va determina ca tensiunea Vx să aibă nivel mai ridicat decât tensiunea V1. La sfârșitul perioadei, curentul i va trece pe poziția OFF, iar timerul se va reseta.

În acest moment nu va mai exista curent pe pinul nr. 1, și condensatorul CL se va descărca pe rezistorul RL până ce tensiunea Vx va atinge nivelul tensiunii V1. Atunci comparatorul va comuta timerul, și se va deschide un nou ciclu de funcționare.

Curentul care circulă prin condensatorul CL poate fi determinat cu relația:

; (2.18)

iar curentul ce se scurge la ieșirea condensatorului CL ste dat de relația:

; (2.19)

Dacă tensiunea Vin se dublează, frecvența va menține dublat acest echilibru. Chiar și un convertor tensiune-frecvență elementar poate furniza o frecvență destul de precisă, proporțională cu tensiunea de intrare, într-un interval stabilit de frecvențe.

2.2.5. Deducerea frecvenței funcție de tensiunea de intrare

Calculul parametrilor de tensiune și frecvență, se bazează pe figura nr. 2.12:

Figura nr.2.12.

Comutatorul K este în punctul (a): curentul Ii încarcă condensatorul CL în t= 1,1 CtRt la VXM.

La momentul t, comutatorul K este în punctul (b): condensatorul CL începe să se descarce pe RL.După momentul d, când vx=VIN reîncepe încărcarea.

Încărcarea condensatorului CL se face de la VIN:

Figura nr. 2.13.

;

;

;

Notăm: y = vx-VIN;

cu soluția :

;

;

La momentul t = 0:

; (2.20)

La momentul t = t; vx = VXM;

; (2.21)

Descărcarea CL se face de la VXM, pe RL:

Figura nr. 2.14.

IC+IR = 0;

;

;

La momentul t = 0; vx = VXM;

; (2.22)

La momentul t = d; vx(d) = VIN;

; (2.23)

Se aranjează ca t 1,1CtRt<<L = CLRL și d<<CLRL; Deci se poate dezvolta în serie:

– din relația (2.21) obținem:

;

– din relația (2.23) obținem:

;

;

;

;

Deoarece: t << d atunci;

;

; (2.24)

;

;

; (2.25)

frecvența variază liniar cu tensiunea de intrare.

În practică se aranjează ca 10-3;

Admitem 10-3; Astfel obținem din relația (2.21):

VXM = VIN + RLIi(1 – e – 0.001) = VIN + RLIi· 999.5 · 10-6;

Dar Ii = , deci obținem:

;

Uzual se aranjează RL >> RS; Fie RL 10RS și rezultă:

VXM = VIN + 1,90 · 10 · 999,5 · 10-6 VIN + 19 · 10-3;

Deci V = VXM-VIN 19mV;

Supra tensiunea pe CL, datorită încărcării de la sursa de curent este foarte mică. Acum se poate aprecia d. Se observă, admițând V 19mV, din relația 4), rezultă:

;

;

Deci <<1;

Ipotezele de aproximare (<< 90; <<1) se verifică.

2.2.6. Descrierea schemei funcționale

Schema funcțională prezintă o referință a benzii libere, ceea ce determină o stabilitate foarte bună la ieșirea de 1,9 V. Această tensiune este bine încadrată în limitele intervalului tensiunii VS dat de (3,9 V40 V). De altfel, se știe că prezintă un coeficient scăzut de temperatură, și variază tipic cu mai puțin de 0,5% la o variație de temperatură de maxim 100 °C.

Schema bloc funcțională este prezentată în figura următoare:

Figura nr. 2.15. Schema bloc funcțională a convertorului tensiune-frecvență LM 331.

Circuitul pompei de curent forțează tensiunea la pinul nr. 2 către valoare 1,9 V, și determină un curent în stare de conducție de aproximativ i = 1.9 V/RS. Pentru valoarea rezistorului RS = 14 k determinăm un curent i = 135 A. Comutatorul de curent de precizie comută curentul la pinul nr.1 sau la masă, în funcție de starea RS timer.

Funcționarea timerului se bazează pe tactul lui RS, iar comutatorul de tact se conectează la rețeaua exterioară cu filtru RtCt . Când comparatorul de intrare găsește tensiunea de la pinul nr. 7 superioară celei de la pinul nr. 6 se selectează RS tact, care schimbă în starea ON comutatorul de curent și tranzistorul driver de ieșire. Când tensiunea la pinul nr. 5 crește la valoarea 2/3 din VCC, comparatorul de tact resetează timerul RS, moment în care tranzistorul bipolar de reset este schimbat în starea ON, și comutatorul de curent schimbat în starea OFF.

Cu toate acestea, dacă comparatorul de intrare găsește tensiune la pinul nr. 7 superioară celei de la pinul nr. 6, când tensiunea la pinul nr. 5 scade sub 2/3 din VCC, timerul nu va fi resetat, și curentul la pinul nr. 1 va continua să curgă, moment în care valoarea tensiunii la pinul nr. 6 este superioară celei de la pinul nr. 7. Această condiție va folosi în aplicații în condiții de șoc, sau în cazul căderilor de tensiune la intrarea de semnal. În acest caz, va fi notat durata acestui șoc, frecvența de ieșire va fi zero iar semnalul va schimba alternanța fazei și va reapare frecvența la ieșire.

Tranzistorul driver de ieșire va acționa saturarea prin pinul nr. 3 în starea ON a unei rezistențe de aproximativ 50 . În cazul căderilor de tensiune, curentul de ieșire este limitat la valoarea de 50 mA.

Tensiunea la pinul nr. 2 este reglată la 1,9 VDC pentru toate valorile de curent din intervalul (10 A500A). Pot fi folosite tensiuni de referință pentru toate componentele, dar trebuie acordată atenție garantării acesteia, și că nu sunt influențate negativ performanțele convertorului.

2.2.7. Principalele operații ale convertoarelor tensiune-frecvență

Convertorul tensiune-frecvență elementar este prezentat în figura nr. 2.10, și include toate circuitele elementare din figura nr. 2.11 și încă alte câteva componente care determină o precizie mai mare a convertorului.

Rezistența Rin = 100 k ±10% va fi adaptată pe traseul pinului nr. 7, având tendința să aibă la pinul nr. 7 un curent tipic de aproximativ – 80 nA, va renunța la tendința efectului curentului la pinul nr. 6 și va determina o frecvență de offset minimă.

Rezistența R3 la pinul nr. 2 este formată din rezistorul fix de 12 k plus un reostat de 5 k pentru reglajul câștigului. Funcționarea acestui reglaj este variabilă pentru câștigul îngăduit al circuitului LM 331 și toleranțele lui Rt, Ct, RL. Pentru un rezultat bun, toate componentele vor fi stabilite de tipul celoc cu coeficient de temperatură scăzut, cum ar fi cele cu peliculă de metal. Condensatorii au absorbție electrică mică, caracterizată de graficul caracteristicii de temperatură, din ceramică, teflon sau polipropilen fiind convenabili.

Condensatorul adoptat pe pinul nr. 7 la masă acționează ca filtru pentru tensiunea Vin. Valorile din intervalul (0,01F0,1F) sunt suficiente în toate cazurile. În cazul în care este necesar un filtru bun, se folosește condensator de 1F. Când, constantele de timp RC sunt întoarse la pinii nr. 6 și 7 tensiunea crește la valoarea Vin și se transformă în frecvență de ieșire. Dacă valoarea condensatorului Cin>CL, saltul la Vin poate cauză stoparea frecvenței la ieșire un anumit interval de timp.

Rezistența de 47 în serie cu condensatorul de 1F determină efect histerezis care ajută comparatorul de intrare să furnizeze o liniaritate foarte bună de aproximativ 0,03% tipic.

2.2.8. Descrierea operațiilor de precizie

În tehnologia de construcție a circuitului integrat LM 331 integrarea este de o mare calitate folosind amplificator operațional convențional și condensatorul CF de intrare la masă, ca în figura nr. 2.16.

Figura nr. 2.16. Circuitul de test pentru convertorul LM 331.

Când ieșirea integratorului atinge nivelul nominal de la pinul 6 al circuitului LM331, se pregătește ciclul de tact.

Circuitul mediu alimentat în amplificator – operațional va fi determinat de relația:

i = (1,1·RtCt)·f care este în echilibru perfect cu – ; În acest circuit, tensiunea de offset de la intrarea în circuitul LM331 nu afectează offsetul sau performanțele convertorului tensiune-frecvență, nici tendințele curentului de offset. În schimb, tensiunea de offset și curentul de offset în amplificatorul – operațional sunt limitate pe semnal cât mai mic astfel putându-se îmbunătăți calitatea convertorului. Atunci amplificatorul-operațional cu tensiune de offset, este mai mic de 1 mV și curentul de offset este mai mic de 2 nA, acestea fiind disponibile la preț scăzut; acest circuit este recomandat pentru o bună fidelitate a semnalelor joase. Acest circuit, are răspuns imediat la toate variațiile de semnal de intrare, astfel frecvența de ieșire va fi proporțională cu tensiunea de intrare VIN, putându-se efectua măsurarea rapidă a intervalului dintre două impulsuri.

În mod exact, liniaritatea bună este obținută pentru că sursa de curent (pin 1) este mereu la potențialul pământului și această tensiune este independentă de tensiunea de intrare VIN, sau frecvența de ieșire (cauza majoră a neliniarității este impedanța de ieșire la polul 1, care cauzează variații, deși este pe tensiunea de intrare VIN.

Figura nr.2.17.

Circuitul din figura nr.2.17 funcționează în același fel ca cel din figura nr. 2.16, dar necesită o schimbare pentru funcționare la viteze mari.

2.19. Descrierea funcționării convertorului frecvență – tensiune cu LM 331

În această aplicație impulsul de intrare la fIN, este diferit după rețeaua R-C și limita negativă de plecare la pinul 6 determină intrarea comparatorului la triggerul circuitului de tact. Chiar la convertorul tensiune-frecvență, curentul mediu care iese de la pinul 1 este imediu = i·(1,1·RtCt)·f. În circuitul simplu din figura nr. 2.18, acest curent este filtrat în rețeaua RL = 100k și condensatorul de1F. Riplul va fi de 10mV, răspunsul va fi încetinit cu 0,1secunde constant, și se obține o precizie de 0,1% pentru 0,7 secunde, domeniul de măsurare 10kHz capăt de scală, neliniaritate ±0,06%.

Figura nr .2.18. Convertor frecvență – tensiune.

Figura nr. 2.19. Convertor frecvență – tensiune de precizie.

Circuitul de precizie al amplificatorului operațional condiționează impulsurile de ieșire și de asemeni activitatea a două filtre polare. Riplul va fi atunci când vom avea 5 mV la vârf pentru toate frecvențele mai mari de 1 kHz și timpul de răspuns pentru schema din figura nr. 2.18 va fi mai rapid decât cel din figura nr. 2.18. Astfel pentu frecvența de intrare de 200 Hz, acest circuit va avea un riplu mai rău decât în figura nr. 2.18.

Construcția filtrului de timp constant trebuie adecvată răspunsului și riplul destul de mic necesită studierea compromiselor ce vor fi făcute. Inerent, răspunsul convertorului tensiune-frecvență poate fi mai rapid, dar nu se poate realiza conversia frecvență- tensiune.

Capitolul III

Convertorul tensiune-frecvență pentru o instalație de transmisie a datelor pe microcanal radio

În unele situații, este necesară transmitarea datelor utilizând radiotelefoane RTF din producția curentă. Acestea au distanța dintre două canale de RF adiacente, foarte mică. Conform noilor reglementări, această distanță este de 12,5 kHz, ceea ce însaemnă că banda semnalului de RF emis pe un canal este de 12,5 kHz (±6,25 kHz) în jurul frecvenței purtătoarei.

În RTF se folosește modulația în frecvență cu indice de modulație () mic (0,4), astfel încât spectrul semnalului de RF conține numai două benzi laterale, ca în figura nr. 3.1, cu lărgimea Fmax, unde Fmax este frecvența cea mai mare a semnalului util.

Figura nr. 3.1.

Deși teoretic Fmax poate fi de aproximativ 6,5 kHz, în practică, pentru a evita nepropunerea spectrelor canalelor adiacente, de regulă se limitează frecvența în intervalul (33,4) kHz. Se menționează că, datorită cuplajelor capacitive și inductanțelor dintre circuitele de transmisie de radio frecvență, nu se pot transmite lent variabile (continue sau cu frecvență mică). Astfel frecvența minimă admisă pentru semnalul util este 100250 Hz.

Transmisie radio frecvență se poate utiliza pentru transmisia de date, numai convertind semnalul util (furnizat de traductor), de regulă lent variabil, într-un semnal intermediar în banda 100 (250)3000 (3400) Hz, care poate fi aplicat la intrarea modulatorului din RTF ca în figura nr. 3.2.

Figura nr. 3.2.

De regulă, traductoarele au atașate circuite de adaptare care furnizează "semnal unificat". Semnalul unificat este un curent cu valori normalizate (420 mA; 210 mA sau 15 mA). Valoarea minimă a curentului (4; 2; 1 mA) corespunde valorii zero a mărimii măsurate, iar valoarea maximă (20; 10; 5 mA) corespunde valorii maxime a mărimii măsurate.

Convertorul tensiune-frecvență este destinat convertirii semnalului unificat (curent) într-un senmnal variabil (dreptunghiular sau sinusoidal) cu frecvența normalizată conform standardelor, între 300 și 1500 Hz.

Mai întâi semnalul "curent" este convertit în "tensiune" cu simple rezistențe (U = I· RC), apoi în semnal "frecvență".

Convertorul tensiune-frecvență, asigură conversia curenților unificați de la două traductoare, și au schema electrică din figura nr. 3.3, și include următoarele blocuri:

– stabilizatorul de tensiune, realizat cu circuit CI 732;

– convertoare curent-tensiune, realizate cu rezistențele Re;

– convertoarele tensiune- frecvență, realizate cu circuit LM 331 și divizoare de frecvență realizate cu circuit CI-MMC 4013;

3.1. Stabilizatorul de tensiune

Stabilizatorul de tensiune este necesar deoarece frecvența convertorului tensiune-frecvență este influiențată foarte mult de tensiunea de alimentare (aceasta determină direct t = 1,1Rt· Ct). Ca urmare, având în vedere că tensiunea de alimentare disponibilă variază în jurul a 12 V cu ±1 V, se va folosi un stabilizator performant, realizat cu circuit CI 723. Acest stabilizator conține o referință de tensiune termocompensată care asigură tensiunea VREF = 7,15 V, un amplificator de eroare (AOE) și un tranzistor regulator serie (QR), ca în figura nr. 3.4.

Figura nr. 3.4

Considerând amplificatorul de eroare ideal vom obține:

deci

; (3.1)

Adoptăm tensiunea de ieșire Vo = 8 V.

Luând VREF = 7,15 V (valoarea medie), rezultă din (3.1) că:

;

Adopt R1 = 1 k; deci R2' R2 +· P1; R1' = R1 + · P1;

Adopt R1 = 200 ; deci R2' 0,2 + = 700 și rezultă că:

R2' = = 5,89 k;

Conform datelor de catalog, VREF poate varia de la exemplar la exemplar (dispersie tehnologică) între VREFmin=6,8 V și VREFmax=7,6 V.

Se verifică dacă cu P1 este acoperită această dispersie; de fapt aceasta înseamnă că, deplasând cursorul potențiometrului P1 între extremități, când Vo = 8 V se obține pe cursor tensiunile egale cu VREF între minim și maxim.

Când cursorul P1 este în poziția (a):

Va = Vo = 8 = 7,76 V > VREFmax;

Când cursorul P1 este în poziția (b):

Vb = Vo = 8 = 6,58 V < VREFmin;

Deci cu potențiometrul P1 se poate regla tensiunea Vo = 8 V când tensiunea VREF este între limitele menționate.

Consumul în curent al circuitului de conversie tensiune- frecvență este:

Itotal(1canal) = ILM331 + Iout + IMMC4013 + Itranzistor ieșire;

Itotal(1canal) = 5 + 1,5 + 0,5 + 0,77 = 7,77 mA 8 mA; unde:

– ILM331 – curentul maxim absorbit de circuitul LM 331, 5 mA;

– Iout – curentul la ieșirea "3" a circiutului LM 331, în cel mai rău caz (factorul de umplere al impulsurilor 0,9) este:

Iout = = 1,44 mA 1,5 mA;

– IMMC4013 – curentul absorbit de circuitul MMC 4013, foarte mic; practic curentul este egal cu cel debitat la ieșirea Q care comandă tranzistorul de ieșire. Acest curent este limitat prin creșterea rezistenței de ieșire a tranzistoarelor TEC MOS din circuit; conform catalogului, la tensiunea de 8 V alimentare, circuitul poate debite maxim 0,5 mA.

– Itranzistor ieșire – curentul tranzistorului de ieșire care, ținând seama că funcționează saturat- blocat în impulsuri cu factor de umplere 1/2 este:

Itranzistor ieșire · = · = 0,777mA;

Rezultă, pentru tot ansamblul:

Itotal 16mA;

Dar, tranzistorul regulator intern din CI 723 poate furniza peste 100 mA. CI 723 poate disipa 500 mW în principal produși de QR. Deci:

Iieșire maxim = = = 100 mA;

;

;

Qinc = iinc· tinc;

Rezultă că nu este necesar tranzistor extern pentru reglarea tensiunii.

3.2. Convertoarele curent-tensiune

Convertoarele curent-tensiune sunt simple rezistențe de precizie (RC1 și RC2) cu valorile în funcție de curenrul utilizat, astfel încât tensiunea de intrare în circuitul LM 331 (VIN) să aibă aceleași valori, ca în tabelul următor:

3.3. Convertoarele tensiune-frecvență

Convertoarele tensiune-frecvență sunt identice pe cele două canale și sunt realizate cu circuit LM 331 descris anterior.

Tensiunile de intrare (de pe RC1 și RC2) sunt filtrate cu filtrul constituit din R3, C5 și Co (R12, C10, C11) și aplicate la intrarea VIN de la circuitul LM 331 (s-au folosit condensatoare electrolitice pentru perturbații de joasă frecvență, și condensatoare ceramice pentru filtrarea perturbațiilor de RF, și știut fiind că, condensatoarele electrolitice au inductivitate proprie mare și nu filtrează bine în înaltă frecvență).

Circuitul de temporizare fixă care conferă tt (Rt,Ct) este realizat cu R4 C7 (R13,C12) conectate la intrarea Rt,Ct de la circuitul LM 331. Valorile au fost alese experimental pentru un curent de încărcare necomandat (Iinc = = 0,127 mA).

Circuitul de formare a tensiunii de prag (COMP THRESHOLD, pin nr.6) este format din R5,Cg (R14,C14) în serie cu o mică rezistență C6 (R15) de 47 pentru compensarea offsetului intern al circuitului LM 331.

Curentul de încărcare (Ii) se stabilește cu rezistența RS conectată la pinul nr. 2, formată din R7, R8, P2 ( R16, R17, P3). Conform recomandărilor curentul Ii se stabilește la valoarea de 0,110,15 mA. Considerând o valoare medie Ii 0,125 mA este necesară rezistența RS = = 15,2 k. Se realizează RS din R17 (R16) de 10 k, în serie cu R8 (R17) care se alege experimantal (uzual 1,82,7 k) și cu potențiometrul P2 (P3) de valoare 5 k.

Semnalul de ieșire se obține la pinul nr. 3, în colectorul tranzistorului intern din circuitul integrat LM 331. Adopt curentul prin rezistor ca fiind 1,5 mA și deci

R9 (R18) = = 5,3 k;

Adopt valoarea R9 (R18) = 5,6 k;

Semnalul de ieșire din circuitul integrat LM 331 este dreptunghiular, cu factor de umplere variabil în funcție de frecvență (tt = constant; td = variabil). Pentru a obține un factor de umplere de 1/2 la intrarea RTF, se face o divizare prin 2 a frecvenței.

Concluzie: La ieșirea din circuitul integrat LM 331 semnalul trebuie să fie în gama 2x(300..1500)Hz = 600..3000 Hz pentru semnal de intrare VIN = 0,2..1 V.

3.4. Divizoarele de frecvență prin 2

Divizoarele de frecvență prin 2 sunt realizate cu cele două circuite basculante bistabile tip D din componența circuitului integrat MMC 4013 (în tehnologie C-MOS = Complementar MOS).

După cum se știe, circuitul basculantul bistabil tip D asigura la ieșirea Q nivelul de la intrarea D (intrare de date) pe fiecare front al semnalului de tact aplicat la intrarea de clock (CP) ca în figura nr. 3.5.

Figura nr. 3.5.

Rezultă că, dacă se conectează intrarea D cu ieșirea , la fiecare front activ (crescător în cazul circuitului MMC 4013), are loc o basculare a ieșirii, ca în figura nr. 3.6.

Figura nr. 3.6.

Astfel se obține o divizare prin 2 a frecvenței semnalului aplicat pe intrarea de tact.

Intrările de forțare a ieșirilor:

– SET(SD) – forțează Q = 1 și Qnegat = 0;

– RESET(CD) – forțează Q = 0 și Qnegat = 1;

trebuie inhibate prin conectarea la masă la MMC 4013 pentru o funcționare continuă.

3.5. Tranzistoarele de ieșire

Tranzistoarele de ieșire Q1 și Q2 pot fi cu colector în gol. Pentru a permite utilizarea semnalului (măsurarea frecvenței, a corecției funcționării), s-a folosit un montaj care include și diodele D1 (D2), eventual și D0.

Astfel, dacă în colectorul tranzistorului Q1 (Q2) se conectează o rezistență la o tensiune V+e > Vo = 8 V. Dacă tensiunea V+e < Vo , este necesară și dioda Do, pentru ca tensiunea Vo să nu debiteze pe V+e.

Deoarece frecvența este joasă și curenții necesari sunt mici, s-au adoptat tranzistoare uzuale ieftine, tip BC 171, iar diodele D1 (D2) și Do sunt tot de joasă frecvență, ieftine, de tip 1N 4001.

Convertor analog digital elementar.

Convertor analog digital cu microprocesor.

Convertor tensiune frecvență cu două

cabluri de transmisie și receptor.

Convertor tensiune frecvență cu ieșire directă

Bibliografie

“Oscilatoare comandate în tensiune” G. Bajen.

“Bazele radioemiățtoarelor” Vlad Cehan.

“Circuite integrate liniare” Manual de utilizare.

“Linear Data Book” National Semiconductor Corporation.

“Agenda radioelectronistului” N. Drăgulescu.