Sa Se Proiecteze Un Oscilator de Audiofrecventa cu Tranzistoare

=== proiect_DCE ===

Tema proiectului:

Sa se proiecteze un oscilator de audiofrecventa cu tranzistoare avand urmatoarele caracteristici:

frecventa de oscilatie intre 400 Hz si 400Khz

tensiunea de iesire pe o sarcina de 250 Ω sa fie U0=4V

Oscilatorul va fi alimentat printr-un stabilizator de tensiune continua, avand urmatoarele caracteristici:

tensiunea de iesire (stabilizata la variatii ale tensiunii de la transformator),egala cu tensiunea de alimentare a oscilatorului

Iout = 250 mA

Rout =0.6 Ω

Factor de stabilizare S0=70

Schema bloc:

Pentru implementarea intregului ansamblu ( stabilizator + oscilator) propun urmatoarea schema bloc:

Fig1: Schema Bloc

-Blocul de alimentare : primeste la intrare tensiunea de la reteaua de 220V c.a. si livreaza la iesire tensiunea stabilizata necesara alimentarii oscilatorului.

Este format din :

-Transformator de retea + redresor.

– Stabilizator de tensiune continua.

Amplificatorul de tensiune: este un amplificator cu reactie negativa . Banda amplificatorului trebuie sa se incadreze in limitele impuse frecventei de oscilatie a oscilatorului proiectat.

RRP -> reteaua de reactie pozitiva : dicteaza frecventa de oscilatie a oscilatorului. Este o retea Wien, conectata intre iesirea si intrarea amplificatorului.

Etajul de iesire (buffer) : asigura adaptarea intre oscilatorul propriu-zis si rezistenta de sarcina.

ETAJUL DE IESIRE

Din considerente de stabilitate a frecventei de oscilatie si a mentinerii unui coeficient de distorsiuni cat mai mic, rezistenta de sarcina nu se poate conecta direct la oscilator, deoarece ar modifica parametrii de lucru pentru care oscilatorul a fost proiectat.

Este necesar deci, un etaj care sa faca legatura intre oscilator si rezistenta de sarcina, etaj care trebuie sa aiba urmatoarele caracteristici:

→ Rezistenta de intrare foarte mare, mult mai mare decat rezistenta de iesire a oscilatorului (Roosc)

→ Rezistenta de iesire (Ro) mica; mult mai mica decat rezistenta de sarcina (Rs)

→ Eventual sa amplifice (daca rezistenta de sarcina are valoare mare) sau sa fie de forma unui repetor pe emitor (pentru valori mici ale rezistentei de sarcina)

Proiectarea etajului de iesire va fi facuta astfel incat circuitul ales pentru polarizarea trazistoarelor sa mentina PSF-ul acestora constant in conditiile in care temperatura variaza intr-un interval dat T[Tmin,Tmax] si unei dispersii tehnologice a parametrilor componentelor.

Se alege temperatura minima de functionare Tmin=00C, temperatura maxima Tmax=250C si temperatura de functionare To=250C

In aceste conditii se impune ca variatia curentului de colector sa nu depaseasca 5% ( Ic 5%)

Schema etajului de iesire este:

Etajul de iesire este compus din: un etaj CC, realizat cu T1 polarizat prin R1, R2, R3, cu Bootstrap, pentru a mari rezistenta de intrare a etajului.

Generator de curent realizat cu T2 polarizat prin rezistoarele R4, R5.

In schema de curent alternativ, pentru simplificarea calculelor se echivaleaza sursa de curent (formata din T2 , R4 , R5, R6 ,C4) cu o rezistenta RechT2. Cum aceasta rezistenta are o valoare foarte mare (de ordinul M), se va neglija in calcule.

Pentru tranzistorul T1:

Evitarea blocarii:

iC1((t) =IC1+Ic 1sint >0

In cazul cel mai defavorabil sint= -1IC1 > Ic 1 ==17. 5mA

Evitarea saturarii:

vCE 1=VCE 1+Vce 1sint >Vce 1sat

In cazul cel mai defavorabil sint= -1 VCE >Vce 1+Vcesat

Se considera: Vce 1sat =0.6V

Vce 1 =Uo=3.5V

VCE 1 >3.5V +0.6V =4.1V

Se alege IC =20 mA si VCE =5V, pentru ambele tranzistoare.

ICmax >IC+Icsint pentru sint= 1

IC max >20mA+17.5mA IC max >37. 5mA

V CEmax >VCE 0 +V ce V CE max >5V+3. 5V = 8.5V

PD max >(IC*V CE)max =37. 5mA*8. 5V =318.75 mW => PD max >318.75 mW

Tinand cont de aceste valori maxime pe care trebuie sa le suporte tranzistorul , in acest etaj se folosesc doua tranzistoare BC 337 care au urmatorii parametrii:

■IC max =800 mA valoare de varf ICM=1000mA

■ IB max =100 mA valoare de varf IBM =200mA

■ Intervalul de temperatura (Tmin,Tmax) = (-65,150) 0C

■ Capacitate tipica a colectorului CC = 5pF

■ VCE 0 =45 V

■ PD max =625 mW valoare constanta in intervalul de temperatura 00C 450C

■ Vcesat =0.7 V

■ fT =200 MHz la IC =10 mA

■ hfe=(100…600) la IC=100 mA si VCE=1V

Reteaua de polarizare a tranzistorului T1 este:

Rbb1=R1R2 ; Rbb2=R4R5

Vbb1= ; Vbb2=

Pentru a determina valorile rezistoarelor sunt necesare urmatoarele ecuatii:

Vbb2=Rbb2+VBE +R6IC IC=

VBE si f variaza cu temperatura dupa legi de forma:

IC este minim cand: -VBE este maxim

-este minim la T=Tmin

IC este maxim cand: -VBE este minim

-este maxim la T=Tmax

Valorile pentru IC min si IC max sunt:

IC max = 1.05IC (1+5%)

IC min = 0.95IC (1-5%)

se noteaza diferenta = k

= VBE

fie 2 = si R6min =

Din caracteristicile din catalog ale tranzistorului BC 337 , atunci cand IC= 20mA si VCE = 5V se observa ca f(IC) =170 si VBE(IC) =0.635V la To=250C

Tinand cont de aceste date vor rezulta:

289 554.5mV

85 692.5mV

2 =13.25

R62 min =69

(pentru tranzistorul T1)

IC =

VCE =

VBE si f variaza cu temperatura dupa legi de forma:

;

IC este maxim cand:

VBE este minim

este maxim

VCE este minim

Conditiile sunt indeplinite cand T=Tmaxim

IC este minim cand:

VBE este maxim

este minim

VCE este maxim

Acestea sunt adevarate cand T=Tminim

1.05IC (1+5%)

0.95IC (1-5%)

Inlocuind expresiile pentru si pentru si scazand ecuatiile

va rezulta inegalitatea:

fie = k unde 1=

iar R61 min=

Deoarece tranzistoarele sunt identice si sunt polarizate cu acelasi PSF , rezulta ca si valorile maxime si minime pentru si pentru VBE sunt

aceleasi. Tinand cont de valorile gasite anterior vom avea:

1=6.62 si R61 min = 138

Valoarea aleasa pentru R6 va trebui sa satisfaca inegalitatea:

R6 max (R6 1 min , R6 2 min) R6 max ( 69 , 138 )

R6 138

Deasemeni exista si o limita superioara pentru alegerea lui R6 si este data de limitarea impusa de tensiunea de alimentare:

VCC = 2 VCE + R6 IC 24 V (valoarea maxima la care putea fi proiectata sursa de alimentare)

R6 < R6 < 700

Aleg R6 = 470 VCC = 19.4V

Se observa ca tensiunea care cade pe rezistorul R6 este comparabila cu tensiunea VCE a tranzistoarelor T1 si T2

Din reprezentarea grafica a variabilelor Rbb2 si Rbb1+R3 in functie de R6 se vor determina valorile acestora la R6 aleasa.

Rbb2 = 2115

Rbb1 + R3 = 5355

Pentru aceste valori se calculeaza : Vbb1 = 15.66V

Vbb2 = 10.283V

Se alege R3 de valoare comparabila cu rezistenta rBE de semnal mic a tranzistorului. (R3 >rBE)

R3 = 270 Rbb1 =5085

Stiind:

Rbb1 = 5.085 K

Vbb1 = 15.66 V

Vcc = 19.4 V R1 = 3.74 k

R2 = 15.66 k

Rbb2 = 2.115 k

Vbb2 = 10.238 k

Vcc = 19.4 V R4 = 9.16 k

R5 = 10.238 k

Pentru realizarea practica a etajului de iesire rezistoarele se rotunjesc la valoarea cea mai apropiata care se gaseste in catalog. Astfel se aleg rezistoare cu pelicula metalica RPM-3012.

Acestea au precizie si stabilitate ridicata simultan cu un coeficient de temperatura scazut. Factorul de zgomot pentru rezistente nominale cu- prinse in domeniul 10 100 k este F<0.25 V/V.

Din seria nominala de valori E192 ( 0. 5% ) se aleg urmatoarele rezistoare:

R1 = 3.74 k

R2 = 15.6 k

R3 = 271

R4 = 9.2 k

R5 = 10.2 k

R6 = 470

Refacand calculele pentru aceste valori ale rezistoarelor se obtin:

IC = 19.1 mA

IC max = 19.8 mA

IC min = 18.04 mA

VCE = 5.2 V

VCE max = 5.46 V

VCE min = 5.04 V

Tranzistoarele raman in RAN pe tot intervalul de temperatura

Schema de curent alternativ este:

Din catalog se observa ca pentru un curent de colector IC = 19.1mA 170

Rezistenta rBE a tranzistoarelor este rBE = rBE = 0.22 k

RechT2 = unde r0 este rezistenta de iesire a tranzistorului T2. ro = cu VA >100 V

Rech T2 este de ordinul M si poate fi neglijat in comparatie cu RS.

Deasemeni Rbb1 = 3k poate fi neglijat fata de RS.

Pentru determinarea tensiuni de intrare astfel incat la iesire sa fie tensiunea de 4 V este necesar sa se calculeze valoarea amplificari AV:

UI = UI =3.90 V

Rezistenta de intrare in etaj este :

RI=(rBER3) + RS[ 1+gm(rBERS) ]=18.874 k

Rezistenta de iesire din etaj este:

R0= (rBE/f)(rBER3) = 1.28

Conditia pe care trebuie sa o indeplineasca oscilatorul este ca rezistenta de iesire din oscilator sa fie mult mai mica decat rezistenta de intrare in etajul de iesire.

Valoarea condensatoarelor este astfel aleasa incat sa reprezinte scurtcircuit la frecventa de lucru. CI = 100 F

Reteaua de reactie pozitiva

Ca retea de reactie pozitiva se foloseste o retea Wien. Schema retelei Wien este urmatoarea:

Comportarea in frecventa a circuitului poate fi intuita tinand cont ca la frecvente joase condensatorul C1 reprezinta o intrerupere , iar la frecvente inalte C2 scurtcircuiteaza la masa semnalul de la iesire . Astfel la frecvente extreme circitul are caracteristica de transfer nula in sensul ca la aceste frecvente circuitul “nu lasa sa treaca nimic”.Rezolvand analitic se obtine un factor de transfer

FW()= =.

Maximul acestei functii de este la frecventa la care partea imaginara

Se anuleaza , adica 0= . La aceasta pulsatie defazajul introdus de retea este nul. Si acest aspect este important , pentru ca defazajul introdus de retea poate influenta caracterul reactiei (de exemplu , daca s-ar introduce un defazaj de 90 reactia nu ar mai fi pozitiva ci negativa).

Modulul functiei de transfer, si caracteristica de faza a retelei Wien sunt prezentate in figurile de mai jos:

In practica se aleg R1=R2=R iar C1=C2=C . In acest caz se obtine pentru caracteristica de transfer a amplificatorului , la frecventa f0=0/2 valoarea de 1/3 adica atenuarea minima a retelei Wien este 3 .

Amorsarea oscilatiilor:

– La alimentarea oscilatorului pe sarcina este un semnal de zgomot pe frecvente diferite, printre care si 0.

Semnalul de frecventa 0, si amplitudine foarte mica, se transmite

prin RRP la intrarea amplificatorului.

– Semnalul de la iesire creste pana la amplitudinea Vosc.

Pentru a indeplini conditia de amorsare a oscilatiilor: FW() Av =1

(conditia Barkhausen) trebuie realizat un amplificator cu amplificarea Av=3.

De o importanta deosebita sunt si aspectele legate de impedantele de intrare si iesire ale retelei Wien , care trebuie sa satisfaca anumite relatii impreuna cu impedantele de intrare , respectiv de iesire ale amplificatorului .

Aceste relatii sunt legate de conditiile de idealitate in care a fost dedusa analitic caracteristica de transfer a retelei . In aceste conditii de idealitate , impedanta de iesire a amplificatorului ( considerat ca generatorul care ataca reteaua ) a fost considerata nula , iar impedanta de intrare la borna neinversoare a amplificatorului (considerata ca sarcina a retelei Wien) a fost considerata infinit de mare (reteaua in gol).

Cum aceste valori nu pot fi obtinute , se va cauta ca rezistentele de intrare, respectiv iesire ale amplificatorului sa satisfaca conditiile :

Ramplificatoriesire<< RWienintrare

Ramplificatorintrare>>RWieniesire

Se calculeaza analitic impedantele de intrare ale retelei Wien la 0:

RWienintrare=3R

RWieniesire=

Se va proiecta amplificatorul , astfel incit conditiile de mai sus sa fie indeplinite.

OSCILATORUL CU RETEA WIEN

Tinand cont de conditiile impuse de etajul de iesire rezulta ca este necesar ca oscilatorul ce va fi proiectat sa fie alimentat la o tensiune de

19.4 V ( 20 V) si sa aiba o rezistenta de iesire mult mai mica decat rezistenta de intrare in etajul de iesire . Deasemeni luand in cosiderare faptul ca amplificarea pe care o are etajul de iesire este mai mica decat 1 (0.993) pentru a obtine un semnal sinusoidal cu amplitudinea de 4V va trebui ca amplitudinea maxima a semnalului la iesirea oscilatorului sa fie 4,2 V.

Reteaua WIEN va trbui sa ofere posibilitatea reglarii frecventei semnalului sinusoidal in domeniul 0.4 kHz 400 kHz. Acest lucru va fi facut mai intai brut ,pe decade, apoi fin.

Schema bloc a oscilatorului este:

unde Rs’ este rezistenta de intrare in etajul de iesire (Rs’=18.874 k )

Reactia negativa a ampificatorului ofera o stabilitate a amplificarii si o marire a rezistentei de intrare in amlpificator.

Reteaua WIEN este conectata la amplificator astfel incat sa realize o reactie pozitiva . Deoarece defazajul intrdos de retea este nul, este necesar ca defazajul amplificatorului sa fie egal cu 2k; deci amplificatorul trebuie sa aiba un numar par de etaje (de obicei doua).

Schema de principiu a unui oscilator cu reactie negativa si retea Wien este urmatoarea:

Reteaua Wien realizeaza o reactie pozitiva selectiva de la iesirea amplificatorului la intrarea 1 neinversoare de faza. Reactia negativa se aplica pe divizorul format din rezistentele R1 si R2 la intrarea 2 inversoare de faza a amplificatorului. Se observa ca reteaua Wien si rezistentele R1,R2 formeaza o punte. Pentru generarea oscilatiilor este necesar ca puntea sa fie neechilibrata

Tensiunea ce se aplica intre intrarile 1 si 2 este egala cu diferenta intre tensiunile U3 si U4 , adica U1= U3-U4. Daca amplitudinea oscilatiilor U2 creste , cresc si tensiunile de reactie pozitiva U3 si reactie negativa U4.

Cresterea tensiunii U4 trebuie sa fie mai mare decat a tensiunii U3 , astfel incat micsorarea tensiunii rezultante U1 sa duca la revenirea la valoarea initiala a tensiunii U2.Aceasta crestere suplimentara a tensiunii U4 se face utilizand o rezistenta neliniara in locul lui R2.In cazul in care R2 este rezis- tenta cu coeficient pozitiv de temperatura , valoarea ei va creste odata cu cresterea curentului care o parcurge, ducand astfel la o crestere suplimentara a tensiunii U4. Rezulta astfel o limitare a cresterii amplitudinii oscilatiilor . Invers, daca tensiunea U2 scade, se va micsora curentul prin rezistenta R2, si deci tensiunea U4 se reduce astfel incat cresterea tensiunii U1 sa compenseze scaderea initiala a tensiunii U2. Se realizeaza astfel o stabilizare a amplitudinii semnalului generat.

Daca in locul acestui termistor se va folosi ca element neliniar chiar un element activ din amplificator, vor rezulta distorsiuni si deci o abatere a formei de unda de la sinusoida. Distorsiunile ar fi cu atat mai mari daca s-ar intra in zona de saturatie.

La frecventa f0 la care modulul functiei de transfer al retelei Wien este maxim si depaseste cu putin coeficientul de reactie negariva, va avea loc o compensare a reactiei negative , amplificatorul incepand sa oscileze datorita reactiei pozitive ramase in circuit. Amplificarea fiind constanta in domeniul de frecvente in care lucreaza oscilatorul ( prin reactia negativa ), nu se vor introduce defazaje suplimentare.

Din scema de principiu a oscilatorului cu retea Wien si tinand cont ca frecventa este reglabila intr-un domeniu larg, se constata ca in cazul modificarii capacitatilor C ale retelei , impedanta de intrare a retelei este independenta de frecventa si constanta in gama de variatie a capacitatilor C . Deci sarcina amplificatorului ramane constanta si o schimbare a frecventei nu este insotita de o modificare a tensiunii de iesire U2. In schimb, la reglarea frecventei prin modificarea valorii potentiometrelor Rp, impedanta de intrare scade cu cresterea frecventei modificand astfel sarcina amplificatorului. De aceea este necesar ca reteaua Wien sa fie alimentata de la un etaj cu impedanta de iesire mica.

Una din metodele de micsorare a rezistentei de iesire si de marire a rezistentei de intrare este folosirea unei reactii negative de curent in emitorul tranzistorului de intrare.

Schema amplificatorului cu reactie negativa si retea Wien este :

Schema are doua etaje:

un etaj sarcina distribuita – realizat cu tranzistorul Q1 ce are ca rezistenta de emitor chiar una din rezistentele din compunerea reactiei negative

un etaj emitor comun – realizat cu tranzistorul Q2; emitorul acestuia va fi la masa in curent alternativ datorita scurtcircuitarii rezistentei Re2 de catre condensatorul C2

Reactia negativa este de tensiune-serie , esantionarea facandu-se in nod iar comparartia pe bucla.

Reactia negativa este formata din Re1 si Rt si are urmatoarea schema:

cand Io = 0

Pentru aV foarte mare se poate aproxima AV =

Din conditia de amorsare a oscilatiilor Barkhausen va rezulta:

Rt = 2 Re1

Parametrii ce caracterizeaza un termistor sunt:

RTo – valoarea efectiva la temperatura nominala

Gt – factor de disipatie [ mW/oC ]

reprezinta puterea necesara pentru a creste temperatura de lucru a termistorului cu un grad oC ; el depinde de dimensiunile termistorului si de conexiunile adaugate care se comporta ca niste radiatoare de caldura

pentru o functionare satisfacatoare a oscilatorului acest factor trebuie sa fie cuprins intre 0.10 si 0.35 mW/oC

Pdmax – puterea disipata maxima

t – constanta de timp

reprezinta timpul necesar ca temperatura termistorului sa scada cu 27% in conditii de atmosfera si repaus

-valoarea acestei constante trebuie sa fie cuprinsa intre 1 si 10 secunde

Intrucat reteaua este in curent alternativ , tensiunea ce cade pe termistor poate fi scrisa ca: iar valoarea efectiva

VT ef = 1.65 V

Pentru a reduce influenta temperaturii mediului, termistorul va lucra la o temperatura cuprinsa in intervalul 50oC 150oC.

Termistorul ce va fi folosit este de tipul 6343 Philips [9] si are urmatorii parametrii:

puterea disipata maxima Pdmax = 20 mW

factorul de disipatie Gt = 0.11 mW/oC

t = 6 s

Din caracteristicile acestuia UT ef = f(IT) si RT = f(T) se alege un termistor de valoare RTo = 10 k (vezi anexa 3)

Deasemeni tot din diagrame rezulta IT = 10 mA

Pdef = UT ef IT ef =16.5 mW <20 mW (limita maxima)

Temperatura la care va lucra termistorul este: T = T = 150oC

Pentru ca variatiile rezistentei neliniare sa nu poata urmari variatiile tensiunii in timpul unei perioade este necesar ca:

t Tosc unde Tosc este perioada frecventei minime de oscilatie

Tosc = = 0.001 deci conditia este indeplinita

Re1 = = 82.5

Schema in bucla deschisa a amplificatorului (fara reactia Wien) este urmatoarea:

dupa pasivizarea intrarii si iesirii se obtine:

Pentru stabilirea punctelor starice de functionare sunt necesare urmatoarele conditii:

Evitarea blocarii tranzistorului Q2:

IC2 = IC2 + Ic2 sint >0 tinand comt de schema Ic2 se poate scrie ca suma a doi termeni :

IC2

neavand valoarea pentru Rc2 se va alege o valoare minima pentru IC2 si se va verifica apoi inegalitatea.

Cum = 14.22 mA se impune ca IC2 > 25 mA

Valoarea aleasa va fi : IC2 = 30 mA

Evitarea saturarii tranzistorului Q2:

VCE2 = VCE2 + Vce2 sint >VCEsat pentru VCEsat = 0. 6 V si pentru sint = -1 rezulta ca VCE2 > VCEsat +Vce2 VCE2 > VCEsat + VOSC

VCE2 > 3.52 V + 0.6 V VCE2 > 4.12 V

Se va alege VCE2 = 5 V

Evitarea blocarii tranzistorului Q1:

Se va considera ca iC(t) IE(t)

iE1 (t) = IE1 + Ie1 sint >0 ; iar Ie1 =

In cazul cel mai defavorabil , atunci cand sint = -1 inegalitatea devine:

IE1 > IE1 >14.22 mA

Se va alege IE1 = 20 mA

Evitarea saturarii tranzistorului Q1:

vCE1 = VCE1 + Vce1 sint >VCEsat

Tensiunea Vce1 este comparabila cu VRe1( tensiunea de pe rezistenta Re1) : vCE1 = VCE1 + VRe1 sint >VCEsat

Atunci cand sint = -1 VCE1 >VRe1 +VCEsat VRe1 =

VCE1 > 1.17 V + 0.6 V = 1.77 V

Se alege VCE1 = 2 V

Pentru aceste puncte statice de functionare ale trazistoarelor Q1 si Q2 se vor calcula valorile celorlalte componente din schema, astfel:

Vcc = IC1( Rc1 + Re1 ) – VCE1

Rc1 = 817.5

Vcc – Rc1*Ic1 = VBE +Re2*Ic2

Re2 = 105

Vcc = (Rc2 + Re2) Ic2 +VCE2

Rc2 = 395

Verificandu-se presupunerea anterioara ( IC2 > 25 mA ) se observa ca este indeplinita:

= 14.22 mA +8.91 mA = 23.13 mA

IC2 =30 mA > 25 mA > 23.13 mA

Din catalog valorile standard ce se aleg pentru rezistente sunt :

Re1 = 82.5

Rc1 = 816

Re2 = 105

Rc2 = 392

Acestea sunt rezistoare cu pelicula metalica RPM din seria E192 ( 0.5% ).

Tranzistoarele folosite la realizarea schemei sunt NPN , si-planar, de tipul BC 107. Ele sunt caracterizate de urmatorii parametrii:

VCBO max = 50 V

VCEO max = 45 V

IC max = 100 mA

Ptotmax = 300 mW

H21 E = 125…500

FT = 300 MHz

F = 10 dB

Aceste tranzistoare sunt destinate utilizarii in etaje preamplificatoare si drivere de joasa frecventa. Sunt complementare tranzistoarelor BC 177

Q1 are VCE = 2 V si Ic = 20 mA. La aceste valori din catalog se obtine pentru f valoarea de 145

f = 145

gm = 800 mA/V ; rbe 1 = 181.25 =0. 181 k

Q2 are VCE = 5 V si Ic = 30 mA f = 240

gm = 1200 mA/V ; rbe 2 = 200 = 0. 2 k

Calculul amplificarii se va face pe etaje. Astfel aV = aV1 * aV2 unde:

aV1 este amplificarea primului etaj ( sarcina distribuita )

aV2 reprezinta amplificarea celui de-al doilea etaj ( emitor-comun )

aV1 = – aV1 = -2. 91

aV2 = -gm2 [Rc2 (Re1 + Rt)] aV2 = -182

aV = (-2. 91) *(-182) = 529. 62

Amplificarea in tensiune este suficient de mare pentru ca aproximarea de la reteaua Wien ( Av 1/f 1/3 ) sa fie adevarata.

Cistigul pe bucla T = f *aV = 1/3 *529. 62 = 176. 54

Rezistenta de intrare in amplificator este : RiA = Ri ( 1 + T ) unde Ri reprezinta rezistenta de intrare in amplificator cu bucla de reactie pasivizata.

Ri = [ rbe1 +(Re1 Rt) (1 + 1)] = 8211. 2 = 8. 211 k

RiA = 8. 211 (1+176. 54) = 1. 45 M

Rezistenta de iesire din amplificator este: RoA =Ro/(1 + T ) unde Ro reprezinta rezistenta de iesire din amplificator cu bucla de reactie negativa pasivizata.

Ro =rCE2 ( Re1 + Rt ) ; deoarece rCE2 are o valoare foarte mare si fiind conectata in paralel , poate fi neglijata.

Ro Re1 +Rt =247. 5

RoA = 247. 5/( 1 + 176. 54) = 1. 39

Avand valorile rezistentelor de intrare si de iesire in (din) amplificator se poate dimensiona rezistenta R din compunerea retelei Wien:

0.65 R 3075 k

Se va alege R = 10 k = Rp

Valoarea rezistentei Rmin se ia de obicei o zecime din valoarea potentiometrului.

Rmin = 1 k

Valoarea condensatorului C din compunerea retelei Wien se va determina din relatia:

C = 35 nF

Valoarea standardizata care va fi aleasa din catalog pentru C este de 16 nF

Valoare ce va fi obtinuta prin conectare in paralel a doua condensatoare de valori C1 = 25 nF si C2 = 10 nF. Acestea vor fi condensatoare cu harie uleiata sau cerata de tipul HC 24, 16 cu:

toleranta capacitatii : 20%

tg (la 1kHz si 20oC) 0/01

tensiunea nominala : 400V

categorie climatica : 25/085/21

Cu ajutorul condensatorului C si a rezistoarelor Rp si Rmin se vor determina cele trei game de frecventa astfel:

f1 min = f1 min = 0.40 kHz

f1 max = f2 max = 4.22 kHz

f2 min = C/10 = 3.5 nF

Cu aceasta valoare se vor obtine urmatoarele frecvente:

f2 min = 4. 515 kHz

f2 max = 40.325kHz

f3 min = C/100 = 350pF

Din catalog se ia pentru C/100 valoarea de 160 pF care corespunde unui condensator cu polistiren cu terminale axiale din seria PS 00.11. Condensatoarele fac parte din clasa E48 (2.5%) si au:

tg 10*10-4 (f = 1 Mhz )

coeficient de temperatura T = (-60…-220)*10-6/oC

rigiditate dielectrica (intre terminale) : 2Un

categorie climatica 10/070/04

tensiunea nominala 25 V

Se vor obtine urmatoarele frecvente:

f3 min = 40 . 4 kHz f3 maz = 450. 2 kHz

Blocul de alimentare:

● Proiectarea redresorului:

Pentru dimensionarea puntii redresoare calculam tensiunea inversa si curentul maxim prin aceasta.

Se alege o punte redresoare 1 PM 1 care are tensiunea inversa de 100 V si curentul mediu redresat 1.2 A

C1 (condensator de filtraj) s-a introdus pentru liniarizarea tensiunii de la iesirea puntii redresoare.

● Stabilizatorul de tensiune:

Trebuie sa aiba urmatorii parametrii:

Io=250 mA

Ro=0.6Ω

S0=70

Schema stabilizatorului este prezentata in figura de mai jos:

S-a ales T1 modelul BD 135 cu PSF-ul Ic=250mA si Vce=13V pentru care h21>100

Dioda stabilizatoare se alege PL 19 V cu Imin=2mA, Pm =5W si Rz=5 Ω.

Curentul maxim admisibil prin DZ1 este Imax adm =9mA, iar pentru curentul minim se alege Imin=3mA.

Din considerente de stabilitate a PSF-ului se verifica polarizarea bazei tranzistorului regulator serie T1.

Dimensionarea rezistentei R1 se face astfel ca la tensiunea de intrare minima aceasta sa asigure functionarea diodei zener.

In conditiile in care tensiunea de intrare este maxima, curentul prin dioda zener nu trebuie sa depaseasca curentul maxim admisibil.

Verificarea puterii disipate pe tranzistorul regulator serie T1 :

Cazul cel mai defavorabil este atunci cand prin dioda trece curentul maxim de 10 mA.

In aceasta situatie, tensiunea pe rezistenta R1 este 20 V.

Deoarece

< 12.5 W (Pdmax pentru BD 135)

Coeficientul de stabilizare:

=70

Rezistenta de iesire a stabilizatorului:

0.59Ω ~ 0.6 Ω

Schema intregului ansamblu este urmatoarea:

Simulare Spice:

****************************

* Oscilator AF *

* Simulare SPICE *

****************************

R2 7 14 816

R3 8 0 82.5

R4 6 5 325

R5 14 5 392

R6 4 0 105

R7 14 10 3.74k

R8 10 0 15.6k

R9 9 10 271

R10 14 11 9.2k

R11 11 0 1k

R12 13 0 470

**************

*puntea Wien

RW1 2 4 100k

RW2 3 5 100k

CW1 1 2 10n

CW2 3 1 10n

**************

C2 8 6 15n

C3 4 0 1n

C4 9 5 100u

C5 10 12 100u

C6 11 0 100u

**************

Q1 7 1 8 BC107

Q2 5 7 4 BC107

Q3 14 9 12 BC337

Q4 12 11 13 BC337

**************

Vcc 14 0 DC 20V

**************

.MODEL BC337 NPN (

+ IS = 7.809E-14

+ NF = 0.9916

+ ISE = 2.069E-15

+ NE = 1.4

+BF = 436.8

+ IKF = 0.8

+VAF = 103.6

+ NR = 0.991

+ISC = 6.66E-14

+ NC = 1.2

+BR = 44.14

+IKR = 0.09

+VAR = 14

+RB = 70

+IRB = 0.0002

+RBM = 8

+RE = 0.12

+RC = 0.24

+XTB = 0

+EG = 1.11

+XTI = 3

+CJE = 3.579E-11

+VJE = 0.6657

+MJE = 0.3596

+TF = 5E-10

+XTF = 2.5

+VTF = 2

+ ITF = 0.5

+PTF = 88

+CJC = 1.306E-11

+VJC = 0.3647

+ MJC = 0.3658

+XCJC = 0.455

+TR = 2.5E-08

+CJS = 0

+VJS = 0.75

+MJS = 0.333

+FC = 0.843)

.MODEL BC107 NPN(

+Is=1.527f

+Xti=3

+Eg=1.11

+Vaf=106.8

+Bf=334.5

+Ne=1.642

+Ise=222f

+Ikf=.1596

+Xtb=1.5

+Br=.788

+Nc=2

+Isc=0

+Ikr=0

+Re=.6

+Rc=0.25

+Cjc=6.072p

+Mjc=.3333

+Vjc=.75

+Fc=.5

+Cje=10.67p

+Mje=.3333

+Vje=.75

+Tr=10n

+ Tf=471.8p

+Itf=0

+Vtf=0

+ Xtf=0)

*Optiunile analizei:

.TRAN 1m 100m

.PROBE

.END

Detalii privind realizarea practica:

Puntea wien, Amplificatorul cu reactie si stabilizatorul se vor realiza ca 3 module separate.

Cablajul pentru Amplificator + etaj de iesire:

Puntea Wien se va conecta urmarind figura de mai jos: