Alimentarea Sistemelor de Comanda Programabile

Cuprins:

Stabilizator de tensiune cu convertor Fly – Back pentru un microsistem de calcul ……………………………………………….1

Anexa 1

2. Sursa de tensiune pentru un microsistem de calcul……………….3

Anexa 2

3. Transformatorul……………………………………………………..7

3.1. Transformatorul de retea. Proiectare folosind metoda

sectiunilor……………………………………………………… 7

3.2. Transformatorul de impuls…………………………………….10

3.2.1. Generalitati…………………………………………………………..10

3.2.2. Schema echivalenta a transformatorului de impuls…………..11

3.2.3. Transferul in transformatorul de impuls………………………15 3.2.4. Dimensionarea transformatorului de impuls cu

metoda volumului minim necesar………………………………17

3.2.5. Dimensionarea transformatorului de impuls

cu metoda sectiunilor……………………………………………26

3.2.6. Circuite de protectie a tranzistoarelor cu sarcina

inductiva………………………………………………………………29

3.3. Proiectare transformator convertor Fly………………………36

4. Circuite stabilizatoareliniare din generatia a doua…………….. 38

4.1. Folosirea stabilizatoarelor liniare in realizarea

stabilizatoarelor in comutatie……………………………….44

5. Circuitul TPS 6755………………………………………………..49

Anexa 3

Bibliografie

Bibliografie:

1. Mihai Lucanu, Electronica Industriala, curs litografiat 1990

2. Mihai Lucanu, Convertoare performante de curent continuu, Editura

Printech Bucuresti 1997

3. Guy Seguier, “ Power Electronics Converters”, North Oxford

Academic Publishers Ldt 1986

4. V. Popescu, Stabilizatoare de tensiune in comutatie, Editura de Vest,

Timis 1992

5. D. Petrus, Electronica surselor de alimentare, Editura Mediamira,

Cluj – Napoca 2002

=== Proiect ===

1. Stabilizator de tensiune cu convertor Fly-Back pentru un microsistem de calcul

Circuitul de stabilizare prezentat in anexa 1 este destinat alimentarii unui microcalculator SYNTEZ care necesita tensiunile de alimentare 5V si +12V, tensiunea de -5V fiind generata inaintea tensiunilor de +5V si +12V in scopul protejarii memoriei RAM dinamice formata cu circuite MMN 4116.

Stabilizatorul este format dintr-un convertor Fly-Back autooscilant comutat cu tranzistorul T. Efectul de stabilizare se realizeaza controland energia transferata sarcinii din fiecare perioada a functionarii convertorului, prin modificarea, cu amplificatorul de eroare realizat cu tranzistorul T0, a duratei Ti de conductie a tranzistorului T.

Initial, tranzistorul T aflat in regiunea activa incipienta printr-un curent de baza redus, fixat cu rezistorul RB, trece rapid in starea saturata prin reactia pozitiva realizata cu infasurarea din Wr spire ce asigura curentul de baza:

(1)

Acum, prin infasurarea primara, din Wp spire si de inductanta L, conectata la tensiunea uf=310Vcc, curentul creste liniar de la zero:

(2) (prin integrare de la 0 la t)

(3)

Avand in vedere ca i(0)=0 rezulta:

(4)

Pe durata saturarii tranzistorului T, condensatorul Cw=1uF se incarca de la zero prin curentul de colector ic al tranzistorului T0, considerat constant intr-o perioada a functionarii convertorului, iar tensiunea pe rezistorul traductor de curent Ri creste liniar in timp. Astfel, tensiunea in baza tranzistorului Tc este data de relatia:

(5)

Starea de conductie a tranzistorului T se incheie dupa intervalul Ti cand:

(6)

moment in care tranzistorul Tc intrand in conductie va determina scaderea continua a curentului din baza tranzistorului T care astfel va intra in regiunea activa prin indeplinirea relatiei:

(7)

Pe durata Ti de conductie a tranzistorului T, prin transfer direct cu infasurarea din Wt spire, se formeaza tensiunea u=-5V care astfel apare inaintea tensiunilor de +5V si +12V, iar in miezul magnetic al transformatorului s-a acumulat energia:

(8)

La sfarsitul intervalului Ti, tranzistorul T o data intrat in regiunea activa, va trece rapid in blocare prin reactia pozitiva realizata cu infasurarea din Wr spire. Protejarea tranzistorului T la supratensiunile din colector ce apar in procesul comutarii din saturat in blocat se face prin grupul de protectie Cp, Dp, Rp.

Pe durata Tp a starii blocate a tranzistorului T, prin diodeleDr, Dt, Du in conductie energia acumulata in miezul magnetic se transfera in condensatoarele Cr, Ct, Cu care se incarca la tensiuni proportionale cu numarul de spireWr, Wt respectiv Wu a infasurarilor corespunzatoare. Totodata, de la tensiunea generata din Wr spire.

(9)

Condensatorul Ci se descarca pana la zero prin C, R, jonctiunea baza-colector a tranzistorului Tc si Ri, dupa care condensatorul C isi continua incarcarea la polaritatea data in figura 1 prin D si R.

Deoarece, pe durata blocarii tranzistorul T poate ramane cu baza in gol, s-a introdus rezistorul Rb=1k care preia valoarea si asigura o tensiune maxima colector-emitor.

Pentru a evidentia efectul de stabilizare, sa consideram o crestere a tensiunilor de iesire de +5V si +12V. In acest caz curentul din baza tranzistorului T0, dat de relatia

(10)

va creste, condensatorul Ci incarcandu-se mai rapid sub curentul mai mare

(11)

Ca urmare blocarea tranzistorului T se va produce la un curent mai mic de colector, iar energia transferata fiind mai mica va duce la revenirea tensiunilor de iesire la valorile prescrise.

2. Sursa de tensiune pentru un microsistem de calcul

Figura 1: Circuitul de saturare a tranzistorului T

Sursa prezentata in anexa 2 este destinata alimentarii microcalculatorului SPECTRUM cu tensiunile 5V si 12V. Consumul maxim de circa 1A fiind la sursa de +5V, s-a ales genererea tensiunii de +5V de la tensiunea filtrata uf=+9V cu un circuit integrat M 7805 prevazut cu protectie de suprasarcina la 1A.

Tensiunile 12V si -5V sunt generate cu un convertor Fly-Back comutat cu tranzistorul T comandat, prin intermediul amplificatorului de eroare realizat cu tranzistorul Te, pentru a stabiliza tensiunea u = +12V la care se debiteaza o putere mai mare.La tensiunile de -12V si -5V, consumul fiind mai mic, factorul de stabilizare este mai mare ca la tensiunea de +12V.

Alimentatorul determina ca aparitia tensiunilor 12V si 5V sa se realizeze simultan, astfel protejandu-se circuitele MMN 4164 ale memoriei RAM dinamice.

Initial, cand toate condensatoarele alimentatorului sunt descarcate, tensiunea filtrata uf se aplica infasurarii primare, tranzistorul T trecand rapid in stare saturata prin reactia pozitiva realizata cu infasurarea din Wr spire. Pe durata Ti a starii T= saturat condensatoarele Cc si Cb se incarca sub curentul de baza descrescator, al tranzistorului T pana la tensiunea

(1)

cu polaritatea indicata intre paranteze. Aceasta stare se incheie cand curentul din baza tranzistorului T scade la valoarea

(2)

prin intrarea tranzistorului T in regiunea activa si trecerea sa rapida in blocare prin reactia pozitiva asigurata de infasurarea din Wr spire. Acum energia acumulata in miezul magnetic pe durata Ti se transfera in condensatoarele C si Ct ale sarcinii.

Pe durata Tp a starii T = blocat condensatoarele Cc si Cb se incarca prin curentul de colector al tranzistorului Te pana la tensiunea

cand fenomenele se repeta prin reintrarea convertorului in starea T= saturat.

Circuitul ce comanda starea T = saturat este reprezentat in figura 1 fiind descris de ecuatia:

(3)

unde:

(4)

Daca factorul de amplificare in curent T al tranzistorului T este suficient de mare, se poate considera ca:

(5)

reprezentand:

(6)

Relatia (6) evidentiaza ca intr-o perioada de functionare se transfera sarcinii aceeasi cantitate de energie, acumulata in transformator pe durata Ti= constant.

Figura 2: Schema de conectare a amplificatorului de eroare

Amplificatorul de eroare realizat cu tranzistorul Te (figura 2), compara tensiunea de referinta:

(7)

cu tensiunea u/2 din baza tranzistorului Te, marimea de eroare fiind chiar curentul de baza

(8)

Amplificatorul de eroare genereaza ca marime de iesire curentul de colector dat de relatia (9).

(9)

Astfel se controleaza intervalul Tp de blocare al tranzistorului comutator T.

Cu alta cuvinte, convertorul opereaza ca un choper cu stingere automata.

Efectul de stabilizare a tensiunii u =12V foloseste posibilitatea de modificare a duratei Tp de blocare a tranzistorului comutator T prin curentul din colectorul tranzistorului amplificator de eroare Te.

Astfel, in cazul cresterii tensiunii u=+12V prin cresterea tensiunii in baza tranzistorului Te curentul in colector va scade. Ca urmare, prin incarcarea mai lenta a condensatorului Cc si Cb, durata Tp de blocare a tranzistorului T va creste, fapt ce determina scaderea puterii debitate pe sarcina si implicit a tensiunii de iesire care revine la valoarea prescrisa.

Tensiunile –12V si –5V se formeaza din energia acumulata in condensatorul C care, pe durata Tp, de blocare a tranzistorului comutator T, se incarca pana la tensiunea u = +12V dioda D in conductie. La trecerea convertorului in starea T = saturat, o parte din energia acumulata in condensatorul C se transfera, prin dioda D_in conductie in condensatorul C_, tensiunea pe condensatoarele C si C_ conectate in paralel stabilindu-se la valoarea u-u.Alegand:

(10) C_>>C

practic intreaga energie acumulata in C este transferata condensatorului C_ si:

(11) u<<u

Puterea P consumata de la sursa de -12V intr-o perioada T0=1/f a convertorului, trebuie acoperita din energia acumulata in condensatorul C, ceea ce se exprima cu relatia:

(12)

Avand in vedere ca:

(13)

din relatia (12) se obtine:

(14)

Pentru respectarea conditiei (10) se alege:

(15)

3. Transformatorul

3.1 Transformatorul de retea. Proiectare folosind metoda sectiunilor

In literatura de specialitate , determinarea miezului magnetic al unui transformator de retea se face prin sectiunea S a miezului magnetic , ulterior verificindu-se pentru miezul magnetic ales daca sectiunea ferestrei este suficienta. Aceasta metoda insa , are dezavantajul ca necesita reluarea calculului daca fereastra miezului magnetic ales este insuficienta.

Acest dezavantaj este eliminat daca alegerea miezului magnetic se face prin metoda sectiunilor ce realizeaza identificarea miezului cu produsul . La proiectarea prin metoda sectiunilor , notatiile folosite au urmatoarele semnificatii :

w ,w = numarul de spire al infasurarilor primara si respectiv secundara ;

= suprafetele din fereastra miezului magnetic ocupate de infasurarea primara si respectiv de infasurarea secundara ;

densitatea de curent pentru infasurarea primara si respectiv pentru infasurarea secundara ;

= sectiunea ferestrei miezului magnetic ;

sectiunea conductorului infasurarii primare si respectiv sectiunea conductorului infasurarii secundare ;

L = inductanta infasurarii primare ;

= randamentul transformatorului de retea ;

= tensiunea retelei industriale ce alimenteaza primarul transformatorului de retea;

= puterea preluata de la retea prin infasurarea primara si respectiv puterea cedata sarcinii prin infasurarea secundara ;

= curentul de magnetizare ;

= inductia de saturatie a miezului magnetic.

Identificarea precisa a miezului magnetic al unui transformator , necesita determinarea unei relatii generata din conditia de utilizare a miezului magnetic pana la limita de saturatie si din conditia ca fereastra miezului magnetic sa fie suficienta infasurarilor primara si secundara.

Conditia de utilizare a miezului magnetic pina la saturatie , impune , pentru sectiunea S a miezului magnetic , o relatie stabilita in continuare folosind fig.1 si fig.2.

(1)

(2)

(3)

Fereastra miezului magnetic este partajata intre infasurarile primara si secundara , dupa densitatile de curent din conductoarele acestor infasurari. Relatia de determinare a sectiunii ferestrei miezului magnetic se stabileste pornind de la legea circuitului magnetic :

(5)

Avand in vedere relatiile :

(6)

(7)

(8) ,

relatia (5) ia forma :

(9)

Din (9) pe baza egalitatilor :

,

se obtine :

(10)

Obisnuit se admite :

si deci

Conditia ca infasurarile primara si secundara sa incapa in fereastra miezului magnetic se exprima analitic prin inegalitatea :

(11)

in care este un coeficient tehnologic ce arata ca o parte din fereastra miezului magnetic este ocupata de izolotii (carcasa de bobinare , email , izolatii de hartie intre straturi si intre infasurari). Din aceasta conditie se obtine :

(12)

Prin inmultirea relatiilor (3) si (12) se obtine :

(13)

Avand in vedere ca :

(14) :

relatia (13) ia forma finala :

(15)

Cu relatia (15) exprimata numai prin elemente cunoscute se identifica in tabelul 1 miezul magnetic de tip E + I cu sectiune patrata pentru care lungimea medie a spirelor rezulta minima. Se poate alege orice tip de miez in conditia de a se respecta relatia (15) , chiar daca sectiunea miezului nu este patrata.

Tabelul 1

3.2 TRANSFORMATORUL DE IMPULS

3.2.1 Generalitati 

Un transformator de impuls are rolul de a transfera impulsurile de la un circuit ce le genereaza către un circuit receptor,cu modificarea caracteristicilor de amplitudine și polaritate a impulsurilor,realizând totodata atât adaptarea impedanței interne a circuitului generator cu impedanța de intrare a circuitului receptor, cât si separarea galvanica a celor doua circuite.

Unui transformator de impuls i se impune sa nu distorsioneze semnalul transferat, să aiba un randament ridicat (în cazul trasformatoarelor de putere) si un gabarit cât mai redus.

3.2.2 Schema echivalenta a transformatorului de impuls

Fie un transformator de impuls având o înfășurare primară de rezistență neglijabilă având spire, alimentată de un generator de tensiune (t) si o înfășurare secundară formată din w spire( fig 1).

Figura 1

Conform legii inducției electromagnetice se poate scrie:

(1)

=fluxul magnetic ce intersectează spirele înfășurării primare;

=fluxul ce intersectează spirele ambelor înfășurări ;

=fluxul de scăpări ce intersectează doar spirele înfășurării primare.

Prin integrarea relației (1) se obține pentru fluxul următoarea lege de variație:

(2)

unde = fluxul inițial la momentul t = 0;

Dacă fluxul de scăpări , ce în cazurile practice nu depășește 5% din fluxul total ,se neglijează, atunci tensiunea din înfășurarea secundară se determina cu relația:

(3)

unde este raportul de transformare.

Pe sarcina conectată la înfășurarea secundară se generează curentul:

(4)

Daca B este inducția magnetică în miezul transformatorului a cărui secțiune este S, atunci rezultă:

(5)

(6)

Prin integrarea relației (6) se obține pentru inducția B, următoarea lege de variație:

(7) , unde

Conform legii circuitului magnetic, dacă l= lungimea medie a liniei de câmp, iar H(t)= intensitatea câmpului magnetic la momentul t, se poate scrie:

(8)

(9)

este curentul de magnetizare,

este curentul din înfășurarea secundară raportat la primar;

Considerând atunci inductanța:

(10)

se numește inductanță de magnetizare.

(10)

(11)

: permeabilitate a miezului magnetic;

: permeabilitatea magnetică a vidului;

: permeabilitate relativă.

Rezultă:

(12)

Pe baza relatiei (9) si considerând transformatorul fără pierderi, se obține pentru transformator schema echivalentă din fig.2:

Figura 2: Schema echivalentă a transformatorului de impuls.

reprezintă capacitatea parazită dintre înfășurări și înfășurărilor față de ieșire.

Pentru mărimile din înfășurarea secundară se obțin prin raportare la primar următoarele relații:

(13)

Dacă semnalul de intrare este sub formă de impulsuri cu amplitudine U și durată atunci din relația (7) se obține următoarea lege de variație a inducției B:

(14)

În intervalul inducția B variază cu mărimea :

(15)

Impulsurile având o singură polaritate caracteristica de magnetizare B=B(H) este explorată doar în primul cadran așa cum se arată în figura 3:

Figura.3. Stabilizarea punctului de funcționare pe caracteristica B = f (H)

Astfel, dacă miezul transformatorului e complet demagnetizat ()

sunt necesare un număr de impulsuri până se atinge inducția remanentă a regimului permanent, în regimul tranzitoriu caracteristica de magnetizare fiind parcursă așa cum se arată în figura 3.

Pe durata unui impuls aplicat primarului transformatorului, în regim permanent inducția magnetică variază de la la cu

,

iar câmpul magnetic variază de la 0 la .

Din funcționarea expusă rezultă că în regimul permanent intervine o permeabilitate în impuls:

3.2.3 Transferul în transformatorul de impuls

Dacă generatorul de impulsuri are o rezistență internă, iar

sarcina transformatorului prezintă capacitatea , schema transformatorului ia forma din figura 4a , iar cea raportată arată ca în figura 4b.

a) b)

Figura 4: Schemele echivalente ale transformatorului de impuls .

În cazul real există inegalitățile :

Analiza schemei echivalente din fig.4b fiind laborioasă se recurge la simplificarea ei în cazurile particulare de analiză a frontului și respectiv palierului unui impuls transferat .

a) Transferul frontului anterior al unui impuls

Pe intervalul scurt al duratei frontului impulsului de la ieșirea transformatorului, curentul prin inductanța de magnetizare având o variație mică, se va neglija inductanța , schema echivalentă luând forma din fig.5:

Figura 5

Circuitul din figura 5 este descris de ecuația :

(16)

(17)

Din ecuațiile (16) și (17) se obține:

(18)

(18’)

(18”)

(19)

Cu notațiile: (20)

ecuația (19) devine:

(21)

(22)

Ecuația caracteristică (22) are discriminantul:

(23)

Dacă adică dacă coeficientul de amortizare :

(24)

procesul tranzitoriu este aperiodic, iar dacă J<1 acesta are un caracter oscilant.

Procesul tranzitoriu pentru diferite valori ale lui J, este reprezentat în fig.6.

Frontul impulsului de ieșire este caracterizat și de constanta de timp:

(25)

Figura 6: Frontul impulsului în secundarul transformatorului

Durata frontului reprezentând timpul în care amplitudinea impulsului trece de la 0.1 la 0.9 .

Valoarea optimă a coeficientului de amortizare J este 0,7 ,când supra -creșterea impulsului de ieșire e de doar 4% din valoarea maximă , caz în care durata frontului impulsului este:

(26)

Pentru sarcină adaptată și se obține din (24):

(27)

astfel determinându-se raportul optim .

b) Palierul impulsului transferat

Pe durata palierului impulsului curenții și tensiunile din transformator variind încet se pot neglija elementele si ,schema echivalentă a transformatorului de impuls luând forma din fig.7a ,din care printr-o transformare Thévenin se obține schema echivalentă din figura 7b.

Circuitul din fig.7b este descris de ecuația:

(28)

a) b)

Figura 7: Schema echivalentă a transformatorului de impuls pe durata palierului impulsului .

;

Din schema echivalentă din fig.7b. rezultă egalitatea:

(29)

Pe durata palierului însă :

(30) const.

Din relația (28) având în vedere relațiile (29) și (30) se obține :

(31)

(32)

Deoarece in momentul inițial (t=0) , când (0)=0 :

(33)

(34)

Dacă durata a impulsului respectă inegalitatea :

(35)

(36)

Rezultă că palierul impulsului va avea o cădere ce poate fi exprimată prin relațiile :

(36’)

(37)

(38)

c) Revenirea în zero a impulsului transferat

Pe durata a impulsului transferat curentul prin inductanța are o creștere de la zero cu .Pe durata frontului descrescător al impulsului, stabilită de elementele și ,deoarece curentul din inductanța poate fi considerat constant. Astfel, după consumarea frontului descrescător al impulsului, adică după încetarea oscilației amortizate, efectul elementelor și poate fi neglijat,schema echivalentă a transformatorului în acest caz fiind reprezentată în fig.8a și care are reprezentarea condensată din fig.8b .

Figura 8: Schema echivalentă a transformatorului

de impuls la anularea impulsului transferat.

Rezistența echivalentă se calculează cu relația:

Ecuația de funcționare a circuitului din fig.8b este :

(39)

Având în vedere că :

(40)

relația (39) poate fi scrisă în forma:

(41)

Rezultă pentru tensiunea de la ieșirea transformatorului la revenirea în zero a impulsului următoarea lege de variație ,având în vedere că :

(42)

(43)

Din schemele echivalente din fig.7b și fig.8b rezultă însă că :

(44)

Astfel,din (43) se obține :

(45)

d) Transferul frontului posterior al unui impuls

Pe durata scurtă a frontului posterior, inductanța de magnetizare

se neglijează deoarece:

(46)

Figura 9: Schema echivalentă a transformatorului de impuls în cazul transferului frontului posterior.

Schema echivalentă din figura 9 diferind de cea din figura 5 doar prin în relația (21):

(46)

toate considerațiile rămânând valabile.

Forma de undă a frontului posterior al impulsului este reprezentată în fig.10 pentru diferite valori ale coeficientului de amortizare.

Figura 10: Distorsionarea frontului posterior al impulsului de la ieșirea transformatorului

e) Forma impulsului de la ieșirea transformatorului

Pe baza considerentelor de mai sus forma impulsului transferat s-a reprezentat în fig.11.

Figura 11: Distorsionarea impulsului transferat cu un transformator de impuls.

3.2.4 Dimensionarea transformatorului de impuls cu metoda volumului minim necesar

Pentru dimensionarea unui transformator de impuls unipolar cu amplitudinea și durata , rezistența internă a generatorului de impulsuri fiind , iar rezistența de sarcină , se va neglija durata fronturilor unui impuls în raport cu durata a impulsului, se va considera că miezul magnetic la sfârșitul impulsului atinge limita sa de saturație, iar caracteristica de magnetizare a miezului magnetic va fi considerata liniară.

Tensiunea de ieșire a transformatorului este :

(a)

relație în care este fluxul în miez și s-a considerat caracteristica demagnetizare liniară .Din (a) rezultă :

(b)

unde e tensiunea aplicată primarului.

(c)

Având în vedere legea solenațiilor :

(d)

se obține din (c) și (d) :

(e)

Din (e) se obține expresia volumului miezului magnetic necesar :

(f)

Înlocuind în (f) pe cu relația :

rezultă: (g)

În cazul real al transformatoarelor de impuls folosite în comanda elementelor de putere Rg=0 , schema de conectare a transformatorului de impuls fiind dată în fig.12a ,iar schema echivalentă corespunzătoare în fig.12b.

a) b)

` Figura 12: Schema de conectare a transformatorului real

.

Din figura 12b valoarea maximă a curentului de magnetizare se determină astfel:

() ()

() ()

Înlocuind în (f) pe cu relația și având în vedere că se obține urmatoarea relație a volumului miezului necesar:

()

Din relația () rezultă că determinarea miezului magnetic se face impunând curentul maxim de magnetizare .

Calculul efectuat este însă orientativ,impunându-se verificarea umplerii ferestrei transformatorului .

3.2.5 Dimensionarea transformatorului de impuls cu metoda secțiunilor

O proiectare exactă a unui transformator de impuls se realizează însă prin metoda secțiunilor,în care se impune și condiția ca înfășurările transformatorului (fig.1) să încapă în suprafața ferestrei miezului magnetic.

Figura 1

Figura 2

Figura 3

Transformatorul având înfășurarea primară de inductanță și din spire,generează pe sarcina ,cu înfășurarea secundară de inductanță și având spire, impulsuri de curent cu amplitudinea ,durata și având perioada T(fig.1).

Pentru impulsuri de scurtă durată,se vor utiliza miezuri de ferită ca cele de tip E a căror dimensiuni de gabarit și caracteristică de magnetizare sunt date în fig.3 respectiv fig.2.

Pentru un transformator bine proiectat,la sfârșitul duratei a fiecărui impuls miezul magnetic ajunge la limita de saturație,iar fereastra miezului magnetic este ocupată integral de înfășurările transformatorului .

Valoarea curentului maxim de magnetizare ,din înfășurarea primară se determină astfel:

(1)

(2)

(3)

(4)

Având în vedere că :

(5)

se obține din relațiile (4) și(5):

(6)

Dacă energia de magnetizare este acumulată prin înfășurarea primară pe durata și eliminată prin înfășurarea secundară pe durata așa cum este și în fig.1,iar pentru cele două înfășurări se admite o aceeași solicitare la densitatea de curent ρ atunci fiecare din înfășurări va ocupa jumătate din fereastra miezului magnetic.Această condiție se exprimă cu relația :

(7)

unde: secțiunea conductorului înfășurării primare ;

k = coeficient subunitar ce arată că o parte din fereastră este ocupată de carcasă și izolațiile necesare (email și hârtie) având valori în intervalul 0,7…0,8 și :

(8)

Dacă se impune :

(8’)

din(7) ,(8) și (8’) se obține :

(9)

Prin înmulțirea relațiilor (6) și (9) rezultă:

(10)

Cu relația (10)se identifică precis miezul magnetic pentru care se cunosc acum S,.

Având în vedere legea circuitului magnetic fără întrefier :

(11)

prin colaborare cu relația (6) se obține :

(12) ;

Relația (12) identifică miezul magnetic prin volumul minim necesar.

O dată miezul magnetic identificat se determină din (6) și apoi secțiunile conductoarelor înfășurărilor,fiind cunoscut raportul de transformare impus de aplicație:

Pentru miezul magnetic identificat prin metoda secțiunilor, în cazul existenței unui întrefier , din legea circuitului magnetic

(13)

se obține pentru întrefierul necesar relația :

(14)

unde A/m

Dacă din relația (14) se obține miezul ales nu are întrefier.

3.2.6 Circuite de protecție a tranzistoarelor cu sarcină inductivă

Fie un tranzistor T având în colector inductanța L și fiind comandat saturat pe o perioadă și blocat pe o durată (fig.1).

Figura 1

Pe durata de saturare a tranzistorului tensiunea pe inductanța L este E :

(1)

Considerând că la începutul intervalului :

(2) i(0)=0

din relația (1) legea de variație a curentului se obține astfel:

(3)

Valoarea maximă a curentului prin inductanță va fi:

(4)

Energia W acumulată în inductanță fiind :

(5)

La blocarea tranzistorului T și în lipsa unui circuit de protecție, energia W acumulată în inductanță se transferă în capacitatea parazită care, printr-un proces oscilant ,se încarcă la tensiunea :

(6)

(7)

Valoarea redusă a capacității determină valori mari pentru ,și distrugerea tranzistorului solicitat la o supratensiune directă:

(8)

Protecția la sarcini inductive se realizează cu un circuit suplimentar al cărui rol este ca pe durata a blocării tranzistorului să elimine energia acumulată în inductanță în intervalul cu reducerea tensiunii la o valoare admisibilă .

Dacă energia W nu se elimină în totalitate pe intervalul ,atunci în inductanța L apare un curent continuu rezidual ce duce la o creștere a curentului i(t) și a puterii disipate la comutație de tranzistor ,existând și riscul ca prin saturarea miezului magnetic al inductanței tranzistorului, ce intră astfel în regiunea activă,să se distrugă prin curent de colector ori putere disipată .

Cu circuitul de protecție R-D din fig.2, pe durata a blocării tranzistorului, se deschide dioda D și astfel energia W acumulată în inductanța L se disipă pe rezistorul R.

Figura 2: Protecție R- D Figura 3:

Neglijând tensiunea de deschidere a diodei D,circuitul de descărcare a inductanței ,reprezentat în fig.2 este descris de ecuația:

(9)

din care prin integrare se obține astfel :

(10)

(11)

Inductanța se consideră descărcată dacă in intervalul curentul de descărcare scade la valoarea :

(12)

condiție din care valoarea rezistorului R se determină astfel :

(12)

(13)

Prin acest circuit de protecție, tranzistorul T este solicitat la începutul intervalului de blocare cu tensiunea maximă :

(14)

Dioda D are rolul ca pe durata , prin blocarea sa să elimine încărcarea suplimentară a tranzistorului cu rezistorul R .

Pentru o descărcare mai rapidă a inductanței L, în circuitul de protecție anterior (fig.2)prin înlocuirea rezistorului R cu o diodă Zener DZ se obține circuitul din fig.3 de mai jos :

Figura 3 Figura 4

Pentru acest circuit, neglijând tensiunea de deschidere a diodei D, circuitul de descărcare a energiei acumulate în inductanță are forma din fig.4 fiind descris de ecuația :

(15)

Din (15) prin integrare , se obține astfel:

(16)

(17)

Cu acest circuit în intervalul se poate realiza completa descărcare pe DZ a energiei W acumulate în inductanța L,impunând condiția :

(18)

(19)

Pentru cazul impulsurilor la care se poate obține :

(19’)

situație în care dioda D preia rolul diodei Zener DZ care se elimină circuitul de protecție având schema din fig.5 :

Figura 5: Protectie D

Într-o protecție D-DZ ,tranzistorul va fi solicitat la tensiunea :

,

iar într-o protecție D :

În circuitele de protecție D-DZ și D dioda D are rolul ca în cazul T = saturat să împiedice scurtcircuitarea sursei de alimentare E.

Figura 6: Protecție recuperativă Figura 7: Schema echivalentă

Circuitul de protecție din fig.6 are randamentul ridicat pe durata blocării tranzistorului, energia acumulată în inductanța este recuperată în sursa de alimentare E,fiind inductanța primară a unui transformator de impuls.

Acum la blocarea tranzistorului T pe înfășurarea de recuperare se induc polaritățile din paranteze și prin deschiderea diodei D energia acumulată se returnează sursei E pe rol de diodă Zener.Prin raportarea la primar se obține schema echivalentă din Fig. 7 în care :

(20)

fiind numărul de spire al înfășurării primare și respectiv a celei de recuperare.

Pe baza relațiilor (19) și (20) se poate scrie că :

(21)

(22)

Rolul diodei D în cazul protecției recuperative este de a elimina scurtcircuitarea sursei E prin înfășurarea de recuperare .

Pentru circuitele de protecție prezentate mai sus elementul pe care se consumă energia acumulată în inductanța L trebuie să poată disipa puterea:

(23)

Un circuit de protecție R-C utilizat în etajul de comandă a baleajului de linii într-un receptor TV este prezentat în Fig 8,prin elementele R și C energia acumulată în inductanța pe durata ,când tranzistorul comutator =saturat ,fiind descărcat pe durata ,

când tranzistorul comutator =blocat ,perioada de comandă fiind .

Pentru schemele de comandă din Fig.8 ,circuitul de descărcare a energiei acumulate în inductanța , este dat în Fig.9.

Asfel pe durata,condensatorul C se încarcă prin rezistorul R la tensiunea de alimentare E într-un timp

Prin inductanța alimentată la tensiunea E curentul de magnetizare i crește până la valoarea maximă ce se determină astfel :

Pe durata ,din circuitul de descărcare a energiei acumulate în inductanța (fig.9.) se obține pentru curentul de magnetizare relația:

din a cărei derivare rezultă:

Pe durata ,polaritatea indusă pe inductanta trebuie să fie permanent cu – pe început ,pentru ca tranzistorul final linii să rămână blocat ,fiind necesară respectarea condiției :

reprezentând discriminantul ecuației caracteristice:

asociată ecuației diferențiale .

Din condiția ,ce corespunde unui regim aperiodic de descărcare rezultă :

Tranzistorul comutator este solicitat ,la începutul intervalului , cu o tensiune colector-emitor U data de relația :

,

în care =valoare maxim admisibilă de catalog.

Figura 8: Circuit de protectie R Figura 9: Circuit de descarcare pe durata Tp cand Tc este blocat

3.3 Proiectare transformator convertor Fly

Caracteristica de magnetizare si dimensiunile de gabarit pentru miezuri de ferita de tip E sint date in fig.1.

Pentru convertorul fly – back , reprezentat in fig. 2 din faza de proiectare a circuitului de comanda se cunosc : n = = raport de transformare , L= inductanta infasurarii primare , T= durata maxima de saturatie a elementului comutator , u= =tensiunea de iesire pe sarcina , E = tensiune de alimentare a convertorului , H , , = 2…4 , H= cimpul magnetic in intrefier (= in vid).

La transfer maxim de putere , pe durata T de conductie a tranzistorului T , curentul din infasurarea primara are o crestere :

(1)

miezul magnetic ajungind la limita de saturatie.Pentru o caracteristica de magnetizare liniarizata , la transferul maxim de putere , miezul magnetic fiind la limita de saturatie , relatia de exprimare a inductantei este

(2)

Din relatiile (1) is (2) se obtine :

(3) .

Admitind ca pierderile in transformator sint nule , curentul mediu prin infasurarea primara este

(4) ,

iar sectiunea conductorului primar solicitat la densitatea de curent este

(5) .

Daca cele doua infasurari ale transformatorului au aceiasi densitate de curent , fiecare infasurare va ocupa cel mult jumatate din fereastra transformatorului , fapt ce se exprima cu relatia

(6) ,

k =0,7…0,9 fiind un coeficient ce tine cont ca o parte din fereastra miezului magnetic este ocupata de izolatii (carcasa de bobinare , email , izolatii intre straturi si intre infasurari).

Din relatiile (5) si (6) rezulta ca

(7)

Prin inmultirea relatiilor (3) si (4) se obtine

(8) ,

relatie prin care se identifica precis miezul magnetic necesar pentru care din acest moment se cunosc S = sectiunea miezului ,= sectiunea ferestrei , = lungimea medie a liniei de cimp in miezul magnetic.Cu aceste date se determina numarul de spire din infasurarea primara

(9)

Legea circuitului magnetic pentru miezul aflat la limita de saturatie se exprima cu relatia

(10) ,

din care se obtine

(11)

4. Circuite stabilizatoare liniare din a doua generație

Având în vedere că fiecare circuit electronic necesită o pe alimentare o sursă stabilizată de tensiune, s-au dezvoltat o serie de circuite specializate în acest sens.

Prima generație de astfel de circuite integrate permit utilizatorului accesul la intrările și ieșirile blocurilor funcționale, fapt ce permite realizarea cu un tip de circuit a numeroase configurații de stabilizare (stabilizator de tensiune pozitivă sau negativă, stabilizatoare liniare sau in comutație, generatoare de curent liniare ori în comutație).

Din această primă generție de circuite integrate face parte circuitul βA723.

Circuitele din prima generație au versatibiliatte maximă dar, pentru a opera la puteri mari pe ieșire necesită componente suplimentare de putere. De asemenea sunt necesare numeroase componente suplimentare pentru a realiza funcțiile implementate unui asemenea circuit.

Pentru a obține simplitate înutilizare, s-a realizat a doua generație de circuite integrate stabilizatoare ce operează la puteri mari pe ieșire, realizate după o schemă electrică cu alimentare flotantă și care dispun doar de trei terminale.

Din această categorie fac parte circuitele integrate cu indicativul βA78XX în care XX(=05, 06, 08, 09, 12, 15, 18, 24) specifică tensiunea stabilizată pe ieșire. Un astfel de circuit este reprezenatat ca în figura 1, unde s-au precizat repartizarea funcțiilor pe cele trei terminale ale circuitului.

Figura 1: Circuit de stabilizare cu trei terminale

Condensatorul este necesar dacă ciruitul stabilizator se află la o distanță apreciabilă de tensiunea filtrată de intrare, în timp ce condensatorul îmbunatățește doar răspunsul tranzitoriu, stabilitatea circuitului fiind asigurată și in lipsa lui .

Un asemenea circuit acționează în sensul păstrării între terminalele 2 și 3 a unei tensiuni egale cu tensiunea sa de referință , este prevăzut cu o protecție la un supracurent de 1,5A și cu o protecție termică. De asemenea, permite o reglare a tensiunii de ieșire prin conexiunea dată in figura 2.

Figura 2: stabilizator liniar cu tensiune de ieșire reglanilă

Pentru schema din figura 3, deoarece curentul generat la terminalul 3 este neglijabil (= 60μA ≈ 0), se poate scrie (1) = rezultând urmatoarea ecuație de reglare a stabilizatorului: (2) .

Relația (2) evidențiază posibiliattea reglării tensiunii la ieșirea stabilizatorului de la valoarea minimă egala cu printr-o rezistență neglijabilă . Rezistorul se alege astfel încât curentul ce-l parcurge să fie mult mai mare decât

(3) (unde k ≥ 10)

(4)

Funcționarea unui circuit de stabilizare din generația a doua ca stabilizator se obține cu schema din figura 3.

Figura 3: Generator de curent constant pe ieșire

Din figura 3 valoarea de curent constant generat pe ieșire se determină astfel:

(5); (6); și (7) . R R

Curentul maxim generat, ca generator de curent este limitat la valoarea de protecție stabilită intern la

Figura 4: Circuitul integrat LM317 (arhitectură internă și utilizare ca stabilizator de tensiune)

Un circuit reprezentativ al stabilizatoarelor din a doua generație este βM317 (LM317) a cărui arhitectură internă și utilizare ca stabilizator de tensiune de tensiune sunt prezentate în figura 4. Acest circuit având tensiunea de referință permite reglarea tensiunii de ieșire în intervalul 1,2V … 37V.

Tensiunea internă de referință se protejează în cazul scurtcircuitării intrării la masă cu , iar la scurtcircuit pe ieșire cu . Dioda realizează protecția circuitului stabilizator la tensiuni de intrare negative care pot apare și când sursa de intrare nu are o impedanță internă inductivă.

Cu circuitele stabilizatoare din generația a doua se pot obține diferite conexiuni de stabilizare dintre care ajustarea simultană a mai multor stabilizatoare printr-un control unic este ilustrată în figura 5.

Figura 5: Ajustarea simultană a mai multor stabilizatoare printr-un control unic

În acest caz tensiunea de la ieșirea primului stabilizator este (8) în timp ce tensiunea de la ieșirea stabilizatorului va fi (9) .

La realizarea acestei conexiuni va trebui ca: (10) >> = .

Pe baza conexiunii din figura 5 se realizează stabilizatoarele duale cu urmărire, de tensiune pozitivă.

Extinderea domeniului curenților de ieșire ai stabilizatoarelor cu trei terminale, impus în aplicațiile de putere, se realizează asociind circuitului stabilizator un tranzistor de putere, conectate ca in figura 6.

Figura 6: Extinderea curenților de ieșire

Pentru schema din figura 6, negljând curentul din baza tranzistorului și cel din rezistorul R se poate scrie: (11) . Având în vedere că din (11) se obține (12) . Astfel conexiunea de stabilizare din figura 6 furnizează la ieșire un curent: (13) .

Într-o conexiune de stabilizare cu extensia curentului de ieșire, circuitul de stabilizare poate fi utilizat doar ca circuit de comandă, situație prezentată în figura 7.

Figura 7: Conexiune de extensie a curentului de ieșire

În această schemă rezistorul RB se dimensionează oentru a putea fi asigurată saturarea tranzsitorului T: (14) în timp ce rezistorul R la curentul de polarizare , ce este curentul minim de intrare în circuitul stabilizator, trebuie să asigure blocarea fermă a tranzistorului T: (15) .

4.1 Folosirea stabilizatoarelor liniare în realizarea stabilizatoarelor în comutație

Pe baza conexiunii de extensie a curentului de ieșire din figura 7, se poate realiza, cu un circuit stabilizator liniar din generația a doua, un stabilizator în comutație cu transfer direct (Forward). Schema de principiu a unui astfel de stabilizator, prezentată în figura 8, conține pe ieșire filtrul L, C, D și divizorul rezistiv , ce realizează reacția pozitivă necesară comutării rapide a tranzistorului comutatror T și a circuitului său de comandă.

Circuitul de comandă trebuie să asigure cu rezistorul saturarea fermă a tranzistorului T când acesta conduce curentul :

(16)

Pentru ca divizorul rezistiv , al reacției pozitive să nu afecteze valoarea tensiunii de ieșire stabilită cu rezistoarele , e necesar ca în cazul cel mai defavorabil când să existe inegalitatea: (17) de unde va rezulta: (18) .

Figura 8: Stabilizator în comutație

Datorită reacției pozitive, circuitul de comandă are o funcșionare cu histerezis determinată de două praguri din tensiunea de ieșire, și , care se determină în momentele comutărilor când circuitul de comandă intră în regiunea activă. Astfel, la comutarea în blocare (19) , iar la comutarea în saturație (20). Prin scaderea relațiilor (19) și (20) se obține (21) . Pentru cazul în care relația (21) devine: (22) .

La comutarea din blocat în saturat, pe durata în care variază cu pentru a se atinge starea blocată, tranzistorul T se află în regiunea activă cu , reacția pozitivă nu lucrează, iar curentul de colector variază în intervalul (0, ), fapt ce conduce la pierderi importante de putere la comutare. Reducerea acestor pierderi se obține dacă: unde riplul tensiunii pe sarcină.

Comutarea din saturat în blocat se face cu pierderi mici, deoarece existând reacție pozitivă timpul de comutare este micșorat substanțial. Astfel, cu T = saturat când se ajunge la , circuitul de comandă intră în regiunea activă conducând mai puțin. În consecință scade curentul în baza tranzistorului T care, intrând în regiunea activă, determină scaderea tensiunii în colectorul său sub valoarea și implicit scăderea tensiunii pe rezistorul .

Ca urmare, tensiunea pe crescând, scade în continuare conducția circuitului de comandă, fenomenul, accelerat de reacția pozitivă, continuând până se atinge starea T = blocat.

O accentuare a reacției pozitive se obține conectând în paralel cu rezistorul condensatorul , dar protejând circuitul de comandă cu diodele .

Folosirea unui stabilizator liniar în realizarea stabilizatorului de curent în comutație este exemplificată prin schema de principiu din figura 9.

Figura 9: Stabilizator de curent în comutație

`

În conexiunea de stabilizator de curent, în comuntație prin reacția pozitivă formată cu divizorul rezistiv și se introduce un histerezis determinat de două praguri ale curentului de ieșire, și , praguri ce se determină în momentele comutărilor când circuitul de comandă intră în regiunea activă. Astfel la comutarea în blocare (23) , iar la comutarea în saturație vom avea (24) . Prin scăderea relațiilor (23) și (24) se va obține relația: (25) relație în care s-a apreciat că și

La stabilizatorul de curent, în comutație, reducerea pierderilor la comutarea din blocat în saturat este necesar ca unde variația de tensiune necesară comutării circuitului de comandă din blocat în saturat.

O aplicație interesantă a stabilizatoarelor liniare din generația a doua este prezentată în figura 10 în care circuitul (A) realizează un prestabilizator cu urmărire, în comutație.

Figura 10: Stabilizator liniar de tensiune cu prestabilizator în comutatie

5. Circuitul TPS 6755

Acest circuit este un controlor pentru un convertor Fly – Back cu frecventa fixa. Schema de utilizare a acestui circuit este data in figura 1:

Figura 1: Schema de utilizare a circuitului TPS 6755 produs de firma TEXAS INSTRUMENTS

Tensiunea Vo de la iesirea stabilizatorului in comutatie este data de urmatoarea ecuatie de reglare:

Vo = (R4/R5)* Vref

Valorile pentru rezistoarele R4 si R5 pentru 3 valori ale tensiunii Vo sunt date in tabelul urmator:

Principalele caracteristici ale circuitului TPS 6755 sunt:

1W la iesire ( Vcc >= 4,5V );

Vi = 2,7…9V;

= 78%;

f = 160 KHz (= frecventa fixa de operare);

Vo <= 12 – Vcc;

EN = 0 este comanda de intrerupere ce reduce curentul de alimentare la 1A;

Este compatibil pin la pin cu circuitul MAX 755;

Uref = 1,22V;

T0 = -40gr C…25gr C;

Circuitul TPS 6755 contine atat partea de comanda cat si elementul regulator, arhitectura sa interna fiind data in figura 2:

Figura 2: Arhitectura interna a circuitului TPS 6755

Figura 3: Functiile pe terminalele circuitului TPS 6755

Circuitul contine urmatoarele elemente:

Amplificatorul traductorului de curent (Current sense amplifier) are amplificarea A = 3 si iesirea conectata la comparatorul PWM (Pulse Width Modulation = Modulare a impulsurilor in durata);

Tamponul de comanda (Drive Latch) este realizat cu un bistabil R –S care comanda comutarea regulatorului PMOS in conductie prin Q = 1 si in bocare prin Q = 0. In functionare normala starea Q = 1 se obtine cu un impuls scurt de la generatorul de 160 KHz.

Validare (ENABLE) – Circuitul TPS 6755 este trecut in blocare prin comanda EN = 0 care determina, de asemenea, scaderea curentului de alimentare sub 10A, anularea tensiunii de referinta si descarcarea condensatorului de la pinul SOFT START pe rezistenta de 1 M.

Amplificatorul de eroare (Error Amplifier) are amplificare mare si genereaza semnalul de eroare prin care comparatorul PWM stabileste factorul de umplere al semnalului rectangular de iesire. Condensatorul de 82 pF stabilizeaza controlul pe bucla de reactie.

Oscilatorul genereaza impulsuri de cateva sute de nanosecunde pentru setarea bistabilului R – S si semnal rampa comparatorului PWM limitand factorul de umplere la 95%.

Comparatorul de supracurent (Overcurrent comparator) declanseaza un ciclu de START cand curentul prin regulator atinge valoarea de 2A.

Elementul comutator de putere (Power Switch) este realizat cu doua tranzistoare PMOS.

Comparatorul PWM blocheaza elementul comutator ori de cate ori semnalul rampa depaseste semnalul de eroare.

Referinta de tensiune are valoarea de 1,22V care se anuleaza sub comanda EN = 0 si poate genera cel mult 125 A. Un condensator de 10F se conecteaza la aceasta tensiune pentru a elimina varfurile de tensiune perturbatoare.

Circuitul SOFT – START (Soft Start Clamp) decanseaza o initializare la atingerea varfului de curent de 2A sau la o comanda EN = 0. Astfel se limiteaza supracresterile de curent.