Tehnici de Diversitate Spatiala Utilizate In Standardul Lte

PROIECT DE DIZERTAȚIE

Tehnici de diversitate spațială utilizate în standardul LTE 

Cuprins

Listă de figuri

Listă de notații și acronime

Sinteza lucrării

Cap.1: Introducere

1.1. Conceptul de diversitate

1.2. Realizarea căilor independente de fading

Cap.2: Diversitatea la recepție

2.1. Modelul sistem

2.2 Combinarea selecției

2.3. Combinarea pragului

2.4. Rata maximă a combinării

Cap.3: Diversitatea la transmisie

3.1. Canalul cunoscut la transmisie

3.2. Canalul cunoscut la transmisie –Schema Alamouti

Cap.4: Sisteme de antene MIMO

4.1. Antene MIMO

4.2. Tehnici și beneficii MIMO în LTE

4.3. Multiplexarea spațială

Cap.5: Simularea unei conexiuni downlink LTE

Concluzii

Anexă-Codul Matlab

Bibliografie

Listă de figuri

Fig.1: Motivația pentru diversitatea antenei…………………………………………………………………………13

Fig.2: Conceptele de diversitate la transmisie și recepție……………………………………………………….14

Fig.3: Tehnici de diversitate ale antenei………………………………………………………………………………14

Fig.4: Combinator linear……………………… ……………………… …………………………………………………17

Fig.5: Probabilitatea de întrerupere a Combinării Selecției în fadingul Rayleigh………………………21

Fig.6: SNR cu Tehnica SSC………………………………………………………………………………………………22

Fig.7: pentru MRC cu fading Rayleigh IID……………………………………………………………………23

Fig.8: Conceptul MIMO……………………………………………………………………………………………………29

Fig.9: MIMO transmisia pe DL de la BS…………………………………………………………………………….30

Fig.10: Model canal MIMO………………………………………………………………………………………………30

Fig.11: Diversitatea Tx…………………. …………………. …………………. ……………………………………….31

Fig.12: SU-MIMO……………………………………………………………………………………………………………31

Fig.13: Beamforming……………………………………………………………………………………………………….31

Fig.14: Downlink MIMO………………………………………………………………………………………………….31

Fig.15: Configurații de antene……………………………………………………………………………………………32

Fig.16: Diversitatea OL ……………………………………………………………………….32

Fig.17: Diversitatea CL …33

Fig.18: Multiplexarea spațială în cadrul MU-MIMO .34

Fig.19: Beamforming pentru SDMA 34

Fig.20: Eficiență spectrală 35

Fig.21: Vârful eficienței spectrale 35

Fig.22: Tehnologia MIMO în LTE 36

Fig.23: Modele de multiplexare spațială……………………………………………………………………………..36

Fig.24: SIMO pentru LTE…………………………………………………………………………………………………37

Fig.25: CoMP în LTE……………………………………………………………………………………………………….37

Fig.26: DL CoMP…………………………………………………………………………………………………………….37

Fig.27: Performanțele câștigului MIMO……………………………………………………………………………..38

Fig.28: Blocul funcției Matlab LTE downlink cu multiplexare spațială…………………………………..41

Fig.29: Structura cadrelor………………………………………………………………………………………………….42

Fig.30: Graficele semnalului la recepție………………………………………………………………………………43

Fig.31: Graficele semnalului la recepție după procesarea MIMO……………………………………………43

Fig.32: Spectrul semnalului transmis și recepționat………………………………………………………………44

Listă de notații și acronime

MIMO – Multiple Input Multiple Output (Sistem de antene cu antene multiple la emisie/recepție)

MISO – Multiplex Input Single Output (Sisteme de antene cu o singură antenă de recepție,

antene multiple de emisie)

ML – Maximum likelihood (Receptor care se bazează pe estimarea probabilității maxime)

MMSE – Minimum Mean Square Error (Eroarea pătratică medie minimă)

MU – MIMO – MIMO utilizatori mulipli

WAN – Wide area network

MAN – Metropolitan area network

PAN – Personal area network

HSDPA – High-Speed Downlink Packet Access

3GPP – 3rd Generation Partnership Project (A 3-a generație a proiectului de parteneriat)

ADSL – Asymmetric Digital Subcriber Line (Linie asimetrică digitală de abonat)

ARQ – Automatic Retransmit Request (Cerere de retransmisie automată)

BER – Bit Error Rate (Rată de eroare la nivel de bit)

AWGN – Additive white gaussian noise

MRC – Maximal ratio combining

EGC – Equal gain combining

SSC – Switch and stay combining

CSI – Canal lateral de informații

SM – Spatial multiplexing

STC – Space-time coding

OL – Open loop

CL – Close loop

STS – Space time spreading

SINR – Signal to interference plus noise ratio

STTD – Space time transmit diversity

ICIC –  Inter-cell interference coordination

PMI – Pre-coding matrix indicator

PQI – Performance and quality improvement

CDD – Cyclic Delay Diversity (Diversitate prin întârziere ciclică)

CDMA – Code Division Multiple Access (Acces multiplu prin diviziune în cod)

CRC – Cyclic Redundancy Check (Verificarea ciclică a redundanței)

CQI – Channel Quality Indicator (Indicator al calității canalului radio)

CSI – Channel State Indicator (Indicator al stării legăturii radio)

CW – Code Word (cuvânt de cod)

EDGE – Enhanced Data rate for GSM Evolution (Debit de date îmbunătățit pentru evoluția

GSM)

eNB – Stația de Bază în arhitectura LTE

UE – User equipment

FDMA – Frequency Division Multiple Access (Acces multiplu prin diviziune în frecvență)

FDD/TDD – Frequency/Time Division Duplex (Transmisie duplex prin diviziune în frecvență/timp)

FSTD – Frequency Shift Transmit Diversity (Diversitate la emisie prin deplasare în frevență)

FTTH – Fiber To The Home (Fibră optică la utilizator)

HSDPA – HS Downlink PA

HSPA – High Speed Packet Access (Acces de mare viteză pe bază de pachete)

HSUPA – HS Uplink PA

IEEE – Institutul Inginerilor Electricieni și Electroniști

ISI – Inter Symbol Interference (Interferență între simboluri)

LOS – Line of Site (Propagare în linie dreaptă)

LTE – Long Term Evolution

NLOS – Non LOS

OFDM – Orthogonal Frequency Division Multiplexing (Multiplexare cu diviziune în frecvențe

ortogonale)

OFDMA – Orthogonal Frequency Division Multiple Access (Acces multiplu prin diviziune în

frecvențe ortogonale)

QAM – Quadrature Amplitude Modulation (Modulația amplitudinii în cuadratură)

RI – Rank Indicator (Indicator al rangului matricei echivalente a canalului radio)

RSZ – Raport Semnal Zgomot

RSZ+I – Raport Semnal Zgomot + Interferențe

SIC – Succesive Interference Cancellation (Anularea succesivă a intereferenței)

SIMO – Single Input Multiple Output (Sistem de antene cu o singură antenă de emisie și multiple

antene de recepție)

SISO – Single Input Single Output (Sisteme de antene cu o antenă de emisie și o antenă de

recepție)

SC – Selection combining (combinarea selecției)

SCW – Single Code Word

SDMA – Space Division Multiple Access (Acces multiplu prin diviziune în spațiu)

SFBC – Space Frequency Block Code (Coduri bloc spațio – frevență)

STTC – Space Time Trellis Code (Coduri spațio – temporale Trellis)

STBC – Space Time Block Code (Coduri bloc spațio – temporale)

SU–MIMO – MIMO – un singur utilizator

SVD – Singular Value Decomposition (Descompunere în valori singulare)

TDMA – Time Division Multiple Access (Acces multiplu prin diviziune în timp)

TSTD – Time Shift Transmit Diversity (Diversitate la emisie prin deplasare în timp)

TTI – Transmision Time Interval (Interval de emisie)

UE – User Equipment (Echipamentul terminal)

UMTS – Universal Mobile Telecommunications System (Sistem universal de telecomunicații

mobile)

WCDMA – Wideband CDMA (CDMA de bandă largă)

WiMAX – Worldwide Interoperability for Microwave Access (Interoperabilitate mondială pentru

accesul prin microunde)

CoMP – Co-ordinated Multi-Point (punct multiplu coordonat)

SNR – Signal-to-noise ratio (raport semnal/zgomot)

CSI – Channel state information

BS – Base station (stație de bază)

UL – Uplink

DL – Downlink

MMSE – Minimum mean squared error

PMI – Precoding matrix indicator

Sinteza lucrării

Diversitatea este o familie de tehnici care reduce efectele de fading. În aceste tehnici, mai multe replici de același semnal de informație transmis prin canalele independente de fading sunt furnizate la recepție. În acest caz, probabilitatea tuturor componentelor semnalului simultan de fading este redusă considerabil.

“Multiple Input Multiple Output este o tehnologie de tip antenă inteligentă si reprezintă utilizarea mai multor antene atât la emisie cât și la recepție pentru a crește performanțele sistemului radio.Termenii input și output se referă la canalul radio ce transportă semnalul și nu la dispozitivele ce posedă aceste antene. Tehnologia MIMO a atras atenția în comunicațiile wireless deoarece oferă o creștere semnificativă a debitelor de date și a performanței legăturii radio (diversitate) fără a crește banda disponibilă sau puterea totală.

Diversitatea se bazează pe efectul propagării multicale, emițând și recepționând semnalele folosind mai multe antene suficient necorelate. Câștigul în diversitate se exprimă prin ordin și se referă fie la numărul efectiv de căi de propagare independente fie la panta caracteristicii BER funcție de RSZ. Tehnicile de codare pentru diversitate sunt folosite când nu avem informații la emisie despre canalul radio. Spre deosebire de multiplexarea spațială, același flux de date este transmis pe fiecare antenă de emisie utilizând scheme de codare spațio–temporale. Codarea folosită pentru diversitate exploatează fadingul independent al fiecărei legături multiple dintre antenele de emisie-recepție pentru a crește probabilitatea de recepție corectă a fluxului emis” [1].

Cea mai utilizată formă de diversitate este cea spațială și constă în utilizarea mai multor antene atât la emisie cât și la recepție. În funcție de distribuirea antenelor se pot obține trei tipuri de diversitate spațială:

Diversitatea la emisie

Diversitatea la recepție

Diversitatea la emisie cât și la recepție – sisteme MIMO

Capitolul 1 este introductiv, are loc punerea în temă cu conceptul de diversitate și expune realizarea căilor independente de fading pentru a reliefa mai bine condițiile în care utilizarea diversității este necesară.

Capitolele 2 și 3 explică diversitatea la transmisie și recepție din punct de vedere matematic, diferite scheme propuse pentru a fi implementate în arhitectura LTE ca: SC, SSC, MRC, Alamouti.

Capitolul 4 urmărește descrierea sistemului de antene MIMO și utilizarea multiplexării spațiale în standardul LTE cu scopul de a releva performanțele acestora în sistemele de comunicație.

Capitolul 5 prezintă partea practică a lucrării, o simulare în Matlab a unei conexiuni LTE downlink cu multiplexare spațială.

În încheiere, lucrarea conține concluzii obținute în urma simulărilor și studiului teoretic efectuat.

Cap. 1: Introducere

Conceptul de diversitate

„Tehnicile de diversitate împreună cu tehnicile de combinare a semnalelor reprezintă o modalitate de a îmbunătății performanțele transmisiilor radioTE ca: SC, SSC, MRC, Alamouti.

Capitolul 4 urmărește descrierea sistemului de antene MIMO și utilizarea multiplexării spațiale în standardul LTE cu scopul de a releva performanțele acestora în sistemele de comunicație.

Capitolul 5 prezintă partea practică a lucrării, o simulare în Matlab a unei conexiuni LTE downlink cu multiplexare spațială.

În încheiere, lucrarea conține concluzii obținute în urma simulărilor și studiului teoretic efectuat.

Cap. 1: Introducere

Conceptul de diversitate

„Tehnicile de diversitate împreună cu tehnicile de combinare a semnalelor reprezintă o modalitate de a îmbunătății performanțele transmisiilor radio afectate de fading. Idea de bază a acestor tehnici este de a transmite copii ale semnalului pe canale independente.

Două aspecte sunt importante:

-replicile semnalului sunt afectate în mod diferit de fading;

-dacă canalele și fadingul sunt necorelate efectele introduse pe canale diferite se compensează” [2].

Una din cele mai puternice tehnici de diminuare a efectelor fadingului este de a folosi diversitatea combinată a căilor semnalelor independente de fading. Combinarea diversitații folosește faptul ca acele căi independente de semnal au o probabilitate mică în întâmpinarea fadingurilor simultane.

Aceste căi independente sunt combinate în așa fel astfel încat fadingul semnalului rezultant este redus. De exemplu, considerăm un sistem cu doua antene care fie la emisie ori la recepție se confruntă cu fadingul independent. Dacă antenele sunt distanțate suficient una de cealalta, este foarte puțin probabil ca amândouă să se confrunte cu fading profund în același timp. Selectând antena cu cel mai puternic semnal, numită combinare selectată, obținem un semnal mult mai bun decât dacă am avea o singură antenă.

Tehnicile de diversitate care diminuează efectul de fading pe mai multe căi sunt numite microdiversitate. Diversitatea care diminueză efectele de umbrire de la cladiri si obiecte este numită macrodiversitate. Macrodiversitatea este în general implementată combinând semnalele primite de la mai multe stații de bază sau puncte de acces. Aceasta necesită coordonare printre diferite stații de bază sau puncte de acces. Această coordonare este implementată ca o parte din protocoalele de rețea în infrastructura rețelelor fără fir.

„Importanța sistemelor cu antene multiple în îmbunătațirea comunicației radio a fost recunoscută încă din fazele incipiente ale transmisiunilor wireless, însă progresul în înțelegerea capabilităților fundamentale ale acestei tehnologii s-a realizat în ultimii 20 de ani, cu ajutorul eforturilor realizate în domeniul teoriei semnalelor. Rezultatul a fost apariția sistemelor MIMO în anii 1990.

Multiple Input Multiple Output este o tehnologie de tip antenă inteligentă și reprezintă utilizarea mai multor antene atât la emisie cât și la recepție pentru a crește performanțele sistemului radio. Termenii input și output se referă la canalul radio ce transportă semnalul și nu la dispozitivele ce posedă aceste antene. Tehnologia MIMO a atras atenția în comunicațiile wireless deoarece oferă o creștere semnificativă a debitelor de date și a performanței legăturii radio (diversitate) fără a crește banda disponibilă sau puterea totală.

În prezent, tehnologia MIMO joacă un rol important în cele mai recente stardarde de comunicație radio pentru rețele Personal, Wide și Metropolitane (PAN, WAN, MAN). Prima implementare a tehnologiei MIMO este prezentă în HSDPA Release 7. La puțin timp după, apariția LTE a creat o noua direcție pentru evoluția MIMO, fiind primul sistem de comunicații mobile ce se bazează integral pe acestă tehnologie pe interfața radio. Sunt două tipuri de implementări MIMO, SU–MIMO și MU–MIMO. Deoarece în primele implentări ale LTE tehnicile SU–MIMO au impus majoritatea algoritmilor selectați pentru LTE, în continuare vom considera doar implementarea SU–MIMO.

În timp ce comunicațiile radio tradiționale (SISO) exploatau domeniul timp sau frecvență procesând și decodând semnalul emis, respectiv pe cel recepționat, utilizarea antelor adiționale, la stația de bază (eNB) sau la echipamentul mobil (UE) a introdus o nouă dimensiune spațială precodării și decodării semnalului. Așa numitele procesări spațio–temporale exploatau această dimensiune cu scopul de a crește performanțele legăturii radio (rata de eroare, debitul de date, aria acoperită și eficiența spectrală).

În funcție de numărul de antene de la emițător și/sau de la receptor, putem avea sisteme de antene SIMO, MISO sau MIMO”[1].

Fig.1:Motivația pentru diversitatea antenei

Considerăm un scenariu, unde un transmițător trimite un semnal de la o antenă și receptorul primește semnalul. Semnalul este sensibil la orice fading care se produce în canalul radio. Dacă transmitem mai multe copii ale aceluiași semnal, atunci este mai puțin probabil ca un fading o să impacteze toate copiile semnalului în același fel. Astfel, am mărit posibiliatatea ca semnalul să fie primit corect. Aceasta se referă la un câștig în diversitate. Câștigul în diversitate poate fi exploatat în mai multe moduri. Pentru o putere dată de transmitere, ajută să obțină rate de date mari și o bună acoperire. Sau, la o rată de date aleasă, necesită mai puțină putere de transmisie.

Fig.2:Conceptele de diversitate la transmisie și recepție

Când mai multe căi între transmițător și receptor sunt create folosind mai multe antene de transmisie, diversitatea rezultantă poartă numele de diversitate la transmisie. O antenă de recepție este adecvată în cazul diversitații la transmisie.

Când mai multe căi între transmițător și receptor sunt create folosind mai multe antene de recepție, diversitatea rezultantă poartă numele de diversitate la recepție. O antenă de transmisie este suficientă în cazul diversității la recepție.

Fig.3:Tehnici de diversitate ale antenei

„Diversitatea se bazează pe efectul propagării multicale, emițând și recepționând semnalele folosind mai multe antene suficient necorelate. Câștigul în diversitate se exprimă prin ordin și se referă fie la numărul efectiv de căi de propagare independente fie la panta caracteristicii BER funcție de RSZ. Tehnicile de codare pentru diversitate sunt folosite când nu avem informații la emisie despre canalul radio. Spre deosebire de multiplexarea spațială, același flux de date este transmis pe fiecare antenă de emisie utilizând scheme de codare spațio–temporale. Codarea folosită pentru diversitate exploatează fadingul independent al fiecărei legături multiple dintre antenele de emisie-recepție pentru a crește probabilitatea de recepție corectă a fluxului emis”[1].

Realizarea căilor independente de fading

Sunt mai multe metode de a realiza căi independente de fading în sistemele wireless. O metodă este să utilizăm antene de emisie sau recepție, numite și antene matrice, unde elementele matricii sunt separate în distanță. Tipul de diversitate pentru aceasta situație este diversitatea în spațiu. De reținut că la recepția diversitații în spațiu, căile independente de fading sunt realizate fără creștere în putere a semnalului de transmisie sau lațimii de bandă. Mai mult, combinarea coerentă a semnalelor de diversitate conduce la o creștere a SNR-ului la recepție asupra SNR-ului care ar fi obținut cu o singură antenă de recepție. Pentru a obține căi independente prin transmiterea diversității în spațiu, puterea transmisă trebuie împărțită între mai multe antene. Astfel, combinând coerent semnalele de transmisie, SNR-ul recepționat este la fel ca și cum ar fi o singură antenă de transmisie. Diversitatea în spațiu deasemenea necesită ca separarea dintre antene sa fie astfel încât amplitudinile fadingului corespunzător fiecărei antene sa fie aproximativ independente. De exemplu, într-un mediu uniform de împraștiere cu transmisie izotropă și antene de recepție, minimul separarației între antene necesar pentru un fading independent pe fiecare antenă este o jumătate de lungime de undă. Dacă antenele de transmisie sau recepție sunt direcționale (ce este comun la stația de bază dacă sistemul are celule separate), atunci căile multiple se limitează la un unghi mic față de raza LOS, ceea ce înseamnă că o separare mai mare a antenei este necesară pentru a obține un eșantion independent de fading.

A doua metodă de a obține diversitate este folosind două antene de transmisie sau două antene de recepție cu polarizație diferită (unde polarizate verticale sau orizontale). Cele două unde transmise urmează aceeași cale. Oricum, din moment ce reflexiile aleatoare multiple distribuie puterea aproape egal în raport cu ambele polarizări, media puterii de la recepție corespunzătoare fiecărei antene polarizate este aproximativ la fel. Din moment ce unghiul de împrăștiere corespunzător fiecărei polarizări este aleator, este extrem de improbabil ca semnalul primit de la cele două antene polarizate diferit va fi simultan în profunde estompări. Sunt două dezavantaje în polarizarea diversității. Primul, poți să ai cel mult două ramuri de diversitate, corespunzătoare celor două tipuri de polarizări. Cel de-al doilea dezavantaj este că polarizarea diversitații pierde efectiv jumate din putere (3 dB) din moment ce puterea transmisă sau primită este împărțită între cele două antene polarizate diferit.

Antenele direcționale oferă unghi, sau direcție, diversitate prin limitarea lățimii de bandă a antenei de recepție la un unghi dat. În extremă, dacă unghiul este foarte mic atunci cel mult una din razele căilor multiple vor intra în lațimea de bandă de la recepție, deci nu va fi un fading pe mai multe căi de la razele multiple. Oricum, această tehnică de diversitate necesită fie un număr suficiente de antene bidirecționale pentru a deschide toate direcțiile posibile la sosire, ori o antenă singură a cărei directivitate poate fi controlată la unghiul de sosire de una din componentele căii multiple (de preferat cea mai puternică). Cu această tehnică, SNR poate scădea datorită pierderii componentelor pe căi multiple care se încadrează în afara lațimii de bandă a antenei de recepție, cu excepția cazului în care câștigul antenei este suficient de mare să compenseze această putere pierdută. Antenele inteligente sunt antene matrici cu fază reglabilă pe fiecare element al antenei: precum forma matricii antenei direcționale ce poate să direcționeze unghiul de intrare cel mai puternic al componentei căii multiple.

Diversitatea în frecvență este obținută transmițând același semnal de bandă îngustă la frecvențe purtătoare diferite, unde purtătoarele sunt separate de lațimea de bandă coerentă a canalului. Această tehnică necesită putere adițională de transmisie pentru a trimite semnalul peste multiple benzi de frecvență. Tehnicile de spectru împrăștiat, sunt adesea descrise ca oferind diversitate în frecvență din moment ce puterea canalului variază de-a lungul benzii semnalului transmis. Oricum, aceasta nu este echivalent cu trimiterea aceluiași semnal de informație peste căile independente de fading. Spectrul împraștiat cu reptor RAKE furnizează căi independente de fading semnalului de informație și astfel este o formă de diversitate în frecvență. Diversitatea în timp este obținută transmițând același semnal în intervale diferite de timp, unde diferențele de timp sunt mai mari decât timpul coerenței canalului (inversul canalului Doppler împraștiat). Diversitatea în timp nu necesită creșterea puterii de transmisie, dar scade rata de date deoarece datele se repetă în diversitatea în timp, decât sa se creeze unele noi. Diversitatea în timp se poate obține și prin codare si intercalare. Categoric, diversitatea în timp nu poate fi folosită pentru aplicații staționare, din moment ce coerența canalului este infinită si astfel fadingul este foarte corelat în timp.

Cap. 2: Diversitatea la recepție

2.1 Modelul sistem

În diversitatea la recepție căile independente de fading asociate cu antenele multiple de recepție sunt combinate pentru a obține un semnal rezultant care este apoi trecut printr-un demodulator standard. Combinarea poate fi facută în mai multe moduri ce variază în complexitate și performanță generală. Cele mai multe tehnici de combinare sunt lineare: ieșirea combinatorului este doar o sumă ponderată a diferitelor căi de fading sau ramuri, cum sunt prezentate în Fig.1 pentru diversitatea pe M-ramuri.

Fig4:Combinator linear

Mai exact, când toți mai puțin unul din complexul sunt zero, o singură cale este trecută la ieșirea combinatorului. Când mai mult de unul din complexul este diferit de zero, combinatorul adaugă împreună căile multiple, unde fiecare cale poate fi ponderată cu valoare diferită. Combinând mai mult decât una dintre ramurile semnalului necesită co-fazare, unde faza a ramurii „i” este înlaturată de multiplicarea cu :

pentru valori . Această fază îndepărtată necesită detecția coerenței a fiecărei ramuri pentru a determina faza . Fără co-fazare, ramurile semnalului nu s-ar adăuga coerent în combinator, și ieșirea rezultantă poate să expună fading semnificativ datorită surplusului constructiv si distrcutiv al semnalului în toate ramurile.

Multiplicarea cu poate fi facută fie înainte de detecție (predetecție) sau după detecție (postdetecție) fară diferențe esențiale în performanță. Combinarea este în mod normal facută după detecție, din moment ce puterea și/sau faza semnalului este necesară să determine cea mai apropiată valoare . Combinarea postdetecției a mai multor ramuri necesită un receptor dedicat pentru fiecare ramură pentru a determina faza ramurilor, ce crește complexitatea hardware și consumul de putere, în special pentru un număr mare de ramuri.

Scopul principal al diversității este să combine coherent căile independente de fading pentru ca efectul acestuia să fie atenuat. Semnalul de ieșire de la combinator este egal cu semnalul original transmis s(t) multiplicat de numărul complex (altitudine aleatoare):

Aceasta amplitudine rezultă dintr-un SNR aleator de la ieșirea combinatorului, unde distribuția lui este o funcție a :

– numărului de căi de diversitate

– distribuția fadingului pe fiecare cale

– tehnica combinatorului.

Sunt două tipuri de creștere a performanței asociate cu diversitatea spațială la recepție: câștigul matricii și câștigul diversității. Câștigul matricii rezultă din combinarea coerentă din multiple semnale receptate. Chiar și în absența fadingului, aceasta poate duce la o creștere în media SNR-ului de recepție. Formula pentru SNR-ul de la recepție este:

Astfel, în absența fadingului, cu ponderea corespunzătoare se înregistrează o creștere de M ori a SNR-ului datorită combinării coerente a M semnale receptate de la diferite antene. Acestă creștere a SNR-ului în absența fadingului este cunoscută ca și câștigul matrice. Mai precis, câștigul matrice este definit ca o creștere în media combinării SNR-ului peste media ramurilor SNR-ului y.

Câștigul matrici apare pentru toate tehnicile de combinare a diversitații, dar este cel mai pronunțat la MRC. Atât diversitatea cât și câștigul matricii apar la diversitatea la transmisie. Câștigul matrici permite un sistem cu antene multiple de transmisie sau recepție în canalele de fading pentru a obține performanțe îmbunătățite față de un sistem fără diversitate într-un canal AWGN cu aceeași medie SNR. O să vedem acest efect în curbele de performanță pentru MRC și EGC cu un număr mare de antene.

În fading combinarea căilor multiple și independente conduce la o mai bună distribuție pentru decât dacă ar fi cazul cu o singură cale. În particular, performanța unui sistem de diversitate, dacă folosește diversitatea spațială sau altă formă de diversitate, în termeni de și , este definită ca:

Unde este probabilitatea de simbol a erorii pentru demodularea s(t) în AWGN cu SNR și:

pentru o anumită valoare SNR, . Cea mai favorabilă distribuție pentru conduce la o decreștere în și datorită combinării diversității, și avantajul de performanță care rezultă este numit câștig de diversitate. În particular, pentru anumite sisteme de diversitate probabilitatea medie a erorii poate fi exprimată:

unde „c” este o constantă care depinde de o codare și modulație specifică, „” media SNR pe ramură, și „M” ordinul de diversitate al sistemului. Ordinul de diversitate indică cum se schimbă panta probabilității medii de eroare odată cu diversitatea. Maximul ordinului de diversitate a unui sistem cu „M” antene este M, și când ordinul de diversitate este egal cu M se spune că sistemul realizează ordin de diversitate complet.

2.2 Combinarea selecției

În combinarea selecției (SC), combinatorul emite semnalul de pe ramura cu cea mai mare SNR :

Acesta este echivalent cu alegerea ramurii cu cea mai mare rᵢ²+Nᵢ daca puterea zgomotului Nᵢ=N este la fel pe toate ramurile. Deoarece numai o ramură este folosită la un moment dat, SC adesea necesită un receptor care este cuplat în ramura activă a antenei. Oricum, un receptor dedicat pe fiecare ramură a antenei este necesar pentru sisteme ce transmit continuu în scopul de a monitoriza simultan și continuu SNR-ul pe fiecare ramură. Cu SC, ieșirea căii din combinator are un SNR egal cu maximul SNR de pe fiecare ramură. Mai mult, din moment ce o singură ramură este folosită la ieșire, co-fazarea ramurilor multiple nu este necesară, deci această tehnică este utilizată cu modulație coerentă sau diferențială.

Pentru o diversitate cu M ramuri, CDF al este dat de:

Definind media SNR pe ramura „i” în care = E[], distribuția SNR va fi exponențială:

Probabilitatea de întrerupere pentru o țintă pe ramura „i” în fadingul Rayleigh este:

Probabilitatea de întrerupere pentru selecția combinatorului pentru o țintă este:

Dacă media SNR pentru toate ramurile este la fel, atunci se reduce la:

Și

De unde observăm ca media SNR pentru ieșirea combinatorului în fadingul Rayleigh este:

Astfel, creșterea mediei SNR se produce cu M, dar nu linear. Cel mai mare câștig se obține mergând de la nici o diversitate la două ramuri de diversitate. Crescând numărul ramurilor de diversitate de la două la trei v-a rezulta mai puțină creștere decât dacă am face de la una la două, și în general crescând randamentele M se referă tot la câștig SNR.

Această tendință este ilustrată în figura:

Fig.5 Probabilitatea de întrerupere a Combinării Selecției în Fadingul Rayleigh [3]

Unde observăm că este o îmbunătățire dramatică chiar și cu două ramuri de combinare a selecției: plecând de la M=1 la M=2 la 1% probabilitate de întrerupere este o reducere de aproximativ 12 dB în SNR, și la 0,1% probabilitate de întrerupere este aproximativ 20 dB reducere în SNR. Oricum, la 0,1% întreruperi, mergând de la o diversitate cu două ramuri la una cu trei duce la o reducere suplimentară de 7 dB, și de la trei ramuri la patru ramuri o reducere de aproximativ 4 dB. Categoric economia de putere este cea mai relevantă în cazul în care mergem de la nici o diversitate la două ramuri de diversitate, cu diminuările ce revin atunci când ramurile cresc. Trebuie remarcat deasemenea chiar dacă avem fading Rayleigh pe toate ramurile, distribuția de la ieșirea combinatorului SNR nu mai este Rayleigh.

2.3 Combinarea pragului

SC pentru un sistem ce transmite continuu poate necesita un server dedicat pe fiecare ramură pentru a monitoriza continuu fiecare ramură a SNR. Un model simplu de combinare, numită combinarea pragului, înlătură nevoia de un receptor dedicat pe fiecare ramură, scanând fiecare din ramuri în ordine secvențiale și înlăturând primul semnal cu SNR deasupra unui prag dat . Ca și în SC, din moment ce o singură ramură este folosită la un moment dat, co-fazarea nu este necesară. Astfel, această tehnică poate fi utilizată cu modulația coerentă sau diferențială.

Odată ce o ramură este aleasă, atâta timp cât SNR-ul pe ramură ramâne deasupra pragului dorit, ieșirile combinatorului mențin semnalul. Dacă SNR-ul de pe ramura selectată scade dedesupt de prag, combinatorul se schimbă la o altă ramură. Sunt mai multe criterii pe care combinatorul le folosește pentru a decide ce ramură să schimbe. Cel mai simplu criteriu este să schimbe aleator la o altă ramură. Cu o diversitate pe două ramuri aceasta este echivalent să schimbe la o altă ramură când SNR pe ramura activă scade sub . Această metodă poartă denumirea de combinarea SSC. Procesul de schimbare și SNR asociat cu SSC este evidențiat în figura:

Fig.6 SNR cu Tehnica SSC [3]

Din moment ce SSC nu selectează ramura cu cel mai mare SNR, performanțele sale sunt între nici o diversitate și SC ideal. În particular, pentru orice distribuție a fadingului, SSC cu un prag optimizat are aceeași probabilitate de întrerupere ca și SC.

2.4 Rata maximă a combinării

În SC si SSC, ieșirea combinatorului este egală cu semnalul pe una din ramuri. În rata maximă a combinării (MRC) ieșirea este o sumă ponderată a tuturor ramurilor, deci „” din Fig.4 sunt toți diferiți de zero. Ieșirea SNR a combinatorului este:

Pentru a obține o distribuție a lui luăm produsul la momentul exponențial generat sau funcțiile caracteristice:

Probabilitatea de întrerupere corespunzătoare pentru un prag este dată de

Media probabilității de eroare de simbol se obține din Fig.5 cu probilitatea erorii de simbol în AWGN pentru modulația semnalului și . Pentru modulația BPSK cu un fading Rayleigh unde este dat, se poate arăta:

Putem obține o limită simplă superioară în media probabilității de eroare aplicând limita Chernoff funcției „Q”. Pentru câstigul unui canal static cu MRC, se poate aproxima probabilitatea erorii:

Fig.7: pentru MRC cu fading Rayleigh IID [3]

Integrând asupra distribuției pentru randamentul :

În limita unui SNR mare și presupunând că sunt identici distribuiți cu :

Aceste randamente devin:

Altfel, la SNR mare, ordinul de diversitate al MRC este M, numărul de antene, și astfel MRC atinge scopul diversității complete.

Cap. 3: Diversitatea la transmisie

În diversitatea la tranmisie sunt antene multiple de transmisie cu puterea de transmisie împărțită între aceste antene. Diversitatea la transmisie este dorită în sistemele celulare unde mai mult spațiu, putere, și capabilitate de procesare este disponibilă pe partea de transmisie față de partea de recepție. Designul diversității de transmisie depinde de câștigul canalului complex dacă se cunoaște la transmisie sau nu. Când câștigul se cunoaște, sistemul este asemănător cu diversitatea la receție. Oricum, fără cunoștința canalului, câștigul diversității de transmisie necesită o combinație de diversitate în spațiu și timp printr-o tehnică nouă numită schema Alamouti.

3.1 Canalul cunoscut la transmisie

Considerăm un sistem de diversitate la transmisie cu M antene de transmisie și o antenă de recepție. Considerăm câștigul căii asociat cu antena dată este dat de este știut de transmițător. Aceasta se referă să avem CSI la transmițător. S(t) indică semnalul transmis cu energia totală pe simbol „”. Semnalul este multiplicat de un câștig complex ,0≤≤1 și trimis prin antenă. Această multiplicare complexă efectuează atât cofazare cât și ponderare în raport cu câștigurile canalului. Semnalele ponderate transmise pe toate antenele sunt adăugate în aer, ce conduce la un semnal de recepție dat de:

Să presupunem că dorim să stabilim ponderile ramurilor pentru a maximiza SNR la recepție. Folosind o analiză similară ca și în diversitatea la recepție, observăm ca ponderea ce obține maximul SNR este dată de:

și SNR rezultant devine:

Folosind limita Chernoff, se observă că pentru câștigurile statice:

Integrăm:

În limita unui SNR mare si presupunând ca sunt identic distribuite:

Altfel, la SNR mare, ordinul diversității la transmisie cu MRC este M, așa că MRC acumulează ordin de diversitate complet. Oricum, performanțele diversității la transmisie sunt mai slabe decât cele ale diversității la recepție ca urmare a factorul M ce este în plus la numărător, ceea ce rezultă că trebuie să împărțim puterea transmisă pe toate antenele de transmisie. Diversitatea la recepție colectează energie de la toate antenele de recepție, și nu are astfel de probleme. Această analiză pentru EGC și SC presupunând canalul cunoscut la transmisie este la fel ca și la diversitatea la recepție, cu excepția că puterea de transmisie trebuie să fie împărțită între toate antenele de transmisie.

Complicațiile la diversitatea de transmisie sunt să obținem faza canalului și, pentru SC și MRC, câștigul canalului, la transmițător. Aceste valori ale canalului pot fi măsurate la receptor folosind o tehnică pilot și apoi evidențiate la transmițător. Alternativ, în sistemele celulare cu divizare în timp, stația de bază poate măsura câștigul canalului și faza pe transmisiile de la mobil către bază, și apoi să folosească aceste măsurători în transmiterea lor înapoi către mobil, din moment ce în divizarea în timp căile de înainte și înapoi sunt reciproce.

3.2 Canalul cunoscut la transmisie – Schema Alamouti

Considerăm acum același model ca și cel dinainte dar presupunem că transmițătorul nu mai cunoaște câștigul canalului ,deci nu mai există CSI. În acest caz, nu mai este știut cum se obține câștigul diversității. Considerăm, de exemplu, o strategie naivă unde pentru un sistem de două antene împărțim energia transmisă în mod egal între ele. Semnalul transmis pe antena „i” va fi sᵢ(t)=s(t) pentru s(t) semnal transmis cu energia pe simbol „”. Presupunând că fiecare antenă are un câștig de canal Gaussian , i=1,2. Semnalul receptat este:

unde este suma celor două variabile aleatoare Gaussiene. Semnalul la recepție are aceeași distribuție ca și cum am fi avut o singură antenă cu energia pe simbol completă. Cu alte cuvinte, nu am obținut nici o performanță de la cele două antene, din moment ce nu am putut împărți energia într-un mod inteligent între ele sau combinând coerent în co-fazare.

Câștigul diversității la transmisie poate fi obținut chiar și în absența informației de canal cu o schemă adecvată de exploatare a antenelor. O schemă particulară și simplă pentru această diversitate care combină atât diversitatea în timp și spațiu a fost dezvoltată de Alamouti. Schema Alamouti este concepută pentru sistemele de comunicații digitale cu diversitatea pe două antene de transmisie. Schema lucrează cu două perioade de simbol unde se presupune constant câștigul canalului peste aceaste perioade de timp. Pe parcursul primei perioade de simbol două simboluri diferite și fiecare cu energia sunt transmise simultan de la antena 1 și 2. Pe următoarea perioadă de simbol este transmis de la antena 1 și simbolul este transmis de la antena 2, fiecare cu energia de simbol .

Presupunând câștigul canalului complex , i=1,2 între a „i”-a antenă de transmisie și antena de recepție. Simbolul recepționat asupra primei perioade de simbol este și simbolul recepționat asupra celei de-a doua perioade de simbol este unde =1,2 este eșantionul zgomotului AWGN la receptorul asociat cu simbolul „i” de transmisie. Presupunem că eșantionul zgomotului are media zero și puterea N.

Receptorul folosește aceste simboluri secvențiale primite pentru a forma vectorul y=dat de:

,

Unde și:

Definim noul vector Structura lui implică:

,

ca fiind diagonala, și astfel:

Unde este un vector complex Gaussian cu media zero și matricea de covarianță . Diagonala lui „z” decupează cele două simboluri de transmisie, deci fiecare componentă „z” corespunde unui simbol transmis:

SNR de la recepție corespunde SNR-ului pentru un „” dat de:

Unde factorul 2 vine de la faptul ca este transmis folosind jumătate din energia de simbol .

SNR-ul receptat este egal cu suma SNR-urilor pe fiecare ramură, identic cu cazul diversității la transmisie cu MRC presupunând câștigul canalului știut la transmițător. Schema Alamouti obține un ordin de diversitate de 2, maximul posibil pentru un sistem de transmisie cu două antene, în ciuda faptului că la transmisie nu se cunoaște canalul. Oricum, obține doar un câștig de matrice de 1, unde MRC poate obține un câștig de matrice și de diversitate de 2. Schema Almouti poate fi generalizată pentru M>2 unde constelațiile sunt reale, dar dacă acestea sunt complexe, generalizarea este posibilă cu reducerea ratelor de codare.

Cap.4: Sisteme de antene MIMO

4.1. Antene MIMO

În radio, multiple-input multiple-output, sau MIMO este folosirea a mai multor antene atât la transmisie cât și la recepție pentru a îmbunătăți performanțele de comunicație. Este una din ideile tehnologice de antene inteligente ce a atras atenția în comunicațiile wireless deoarece oferă creșteri semnificative în transferul de date și o gamă largă de legături fără lățime de bandă suplimentară sau creșterea puterii de transmisie. Atinge acest obiectiv prin răspândirea aceleiași puteri de transmisie totală peste antene pentru a obține un câștig matriceal care îmbunătățește eficiența spectrală și pentru a obține un câștig în diversitate ce îmbunătățeste fiabilitatea legăturii (reduce fadingul).

Fig.8: Conceptul MIMO [7]

Figura introduce conceptul de MIMO unde, în loc de o singură antenă de transmisie și o singură antenă de recepție pentru o legătură radio, antenele MIMO folosesc mai multe antene de transmisie și mai multe antene de recepție.

MIMO poate fi împărțită în trei categorii: precodare, multiplexare spațială și tehnicile de codare a diversității.

Precodarea este o formă de beamforming multi-flux, în cea mai îngustă definiție. În termeni mai generali, se consideră a fi toate procesele spațiale ce se produc la transmisie. În beamforming, același semnal este emis de la fiecare antenă de transmisie cu faza apropiată și ponderea câștigului astfel încât puterea semnalului este maximizată la intrarea receptorului. Beneficiile beamforming sunt de creștere a câștigului semnalului la recepție, făcând semnalele să emită de la diferite antene și totodată reduce efectul fadingului pe mai multe căi.

Tehnicile de codare a diversității sunt folosite atunci când nu se cunoaște canalul la transmisie. În metodele de diversitate, un singur flux este transmis, dar semnalul este codat folosind tehnici de codare spațio-temporală. Semnalul este emis de la fiecare antenă de transmisie cu o codare ortogonală completă. Codarea diversității exploatează independența fadingului în antenele multiple pentru a spori diversitatea semnalului. Deoarece nu este nici o cunoaștere a canalului, nu este nici beamforming sau câștig matriceal din codarea diversității. Codarea diversității poate fi combinată cu multiplexarea spațială când anumite canale cunoscute sunt disponibile la transmisie.

Fig.9: MIMO-transmisia pe DL de la BS [7]

Cele 16 căi ilustrate în grafic parcurg distanțe diferite cu timpi de sosire diferiți la antenele de recepție și o să întâlnească condiții de propagare diferite pe căile respective. Procesarea spațio-temporală folosește diferite căi spațiale și timpi diferiți pentru a întârzia elementele antenelor de transmisie și recepție ca să recupereze cele 4 fluxuri de date ce sunt transmise simultan. Astfel, cu 4 antene de transmisie diferite ce transmit 4 fluxuri diferite de biți, acest sistem MIMO 4×4 pe downlink poate obține o medie a ratelor de date de 4 ori cât reprezintă limita Shannon sau de 4 ori ce poate fi transmis și recepționat cu un sistem de antene 1×1 sau 1×2.

4.2. Tehnici și beneficii MIMO în LTE

Fig.10: Model canal MIMO

Canalul MIMO constă în antente M Tx si N Rx. Semnalul Tx, , al antenei „j” este recepționat la toate antenele Rx, „i”. În banda de bază complexă, semnalul recepționat „r” poate fi scris ca un vector:

H este o matrice N x M cu component definind canalul între antena Tx, „j”, și antena Rx, „i”.

Diversitatea la transmisie îmbunătățește fiabilitatea/acoperirea pe un singur flux de date. Prezintă o schemă de revenire/back-up dacă condițiile canalului nu permit multiplexare spațială (SM), folositoare pentru a îmbunătăți fiabilitatea pe canalele comune de control.

Fig.11: Diversitatea Tx

Avantajele multiplexării spațiale (SM) SU-MIMO:

Fig.12: SU-MIMO

– fluxuri de date multiple trimise mai multor utilizatori

– câștiguri de transfer semnificative pentru utilizatori în condiții SINR ridicate.

Avantajele SDMA, MU-MIMO sau Beamforming:

Fig.13: Beamforming

– fluxuri de date diferite trimise la utilizatori diferiți pe aceeași resursă

– îmbunătățește transferul/capacitatea.

MIMO suportă tehnici diferite în downlink față de uplink:

Fig.14: Dawnlink MIMO

Pe downlink suportă: SM, MU-MIMO, și diversitate la transmisie. Pe uplink datorită costului și complexității, dispozitivele în general se limitează la o antenă Tx. Aceasta limitează MIMO pe uplink doar la tehnicile MU-MIMO [Fig.8].

Configurațiile antenei:

Fig.15: Configurații de antene

Două coloane verticale – Suportă MIMO 2×2.

Antenă cu un singur pol – Suportă Diversitate Tx/Rx și MIMO 2×2.

Două poluri încrucișate – Potrivită pentru ordine mari de diversitate Tx/Rx, MIMO 4×4.

Matrice lineară – Suportă beamforming cu sau fară SDMA, diversitate limitată.

Pol încrucișat dual – Suportă MIMO 2×2 + 2*beamsteering.

Matrice de alimentare – Suportă MIMO 2×2 + 4*beamsteering.

Diversitatea la transmisie (Diversitatea Tx) poate fi buclă deschisă (OL) sau buclă închisă (CL). Diversitatea OL se bazează în general pe codarea spațio-temporală Alamouti (STC).

Fig.16:Diversitatea OL

Pe simbolul 0 antena A transmite și antena B transmite . Pe simbolul 1 antena A transmite și antena B transmite .

Structura la recepție devine:

SFBC pentru LTE, STTD pentru UMTS, STS pentru CDMA 1x și Matricea A STBC în WiMAX, toate folosesc o formă de codare spațio-temporală Alamouti (STC).

Diversitatea CL se bazează pe un feedback rapid de la terminale ca să cantărească optim antenele de transmisie.

Fig.17: Diversitatea CL

Terminalele trimit un vector/matrice să maximizeze SINR. CL R=1 precodare în LTE și Tx A în HSPA amândouă folosesc diversitate CL Tx. Diversitatea Tx nu necesită antene multiple Rx la terminale și nu crește ratele de vîrf.

4.3. Multiplexarea spațială

Multiplexarea spațială necesită configurație de antenă MIMO. În multiplexarea spațială, o rată mare de semnal este împarțită în fluxuri de rate mai mici și fiecare flux este transmis de la o antenă diferită de transmisie în același canal de frecvență. Multiplexarea spațială este o tehnică foarte importantă pentru creșterea capacității canalului la raporturi mari semnal/zgomot. Numărul maxim de fluxuri spațiale este limitat de cel mai mic număr de antene la transmisie sau recepție. Multiplexarea spațială poate fi folosită fară CSI la transmisie, dar poate fi combinată cu precodarea daca CSI este disponibil. Multiplexarea spațială poate fi deasemenea folosită pentru transmisii simultane la mai mulți receptori, cunoscută sub numele de SDMA sau MU-MIMO, caz în care CSI se cunoaște la transmisie. Programarea receptorilor cu semnături spațiale diferite permite buna separabilitate.

Multiplexarea spațială (SM) poate fi, deasemenea, buclă deschisă (OL) sau buclă închisă (CL). Fluxuri de date independente sunt transmise simultan peste multiple antene. Trebuie să fie cel puțin la fel de multe antene Rx la terminal precum sunt antenele Tx la transmiterea fluxurilor de date în BTS. Receptorul efectuează anularea de interferențe pentru a decoda fluxurile multiple de date transmise. Poate fi deasemenea extinsă să suporte MU-MIMO.

Fig.18: Multiplexarea spațială în cadrul MU-MIMO

Beamforming:

Unghiul de sosire pentru Beamforming folosește o matrice linear cu elemente aflate la distanțe mici (spațiere ) .

Fig.19: Beamforming pentru SDMA

Condiții în care fiecare tehnică MIMO lucreză cel mai bine:

Pentru Diversitatea Tx:

– bună pentru acoperire (furnizează diversitate/codare suplimentară la SINR mic)

– bună în medii de înaltă răsândire unghiulară (furnizează ortogonalitatea canalului necesară)

Pentru multiplexarea spațială/MU-MIMO:

– bună pentru capacitatea în condiții foarte mari pentru SINR, precum celulele izolate (de două ori transfer/capacitate când SNR este destul de mare pentru a decoda fluxuri multiple)

– bună în medii de înaltă răsândire unghiulară (furnizează ortogonalitatea canalului necesară)

Pentru beamforming:

– bună pentru capacitate în medii de înaltă răspândire unghiulară (grinzile nu se împrăștie)

OL vs. CL:

– OL este bun pentru viteze mai mari de 30 km/h

– CL este bun pentru viteze mai mici de 10 km/h

Fig.20: Eficiență spectrală

Beamforming este mult mai avantajoasă din punctul de vedere al eficienței spectrale decât multiplexarea spațială.

Fig.21: Vârful eficienței spectrale

Multiplexarea spațială este mult mai avantajoasă pentru vârful eficienței spectrale decat beamforming.

Toate terminalele LTE se așteaptă să suporte două antene Rx și MIMO. Configurația MIMO depinde de tipul de antenă desfășurată, viteza vehiculară, rangul canalului și calitatea acestuia. Adaptarea dinamică între buclele deschise/închise și fluxul singur versus multiplu este posibilă cu o configurație specifică a antenei.

Fig.22: Tehnologia MIMO în LTE[6]

Modele de multiplexare spațială pentru viteze mici și mari pe Downlink (2×2 și 4×4):

– UE indică cea mai bună combinație de CQI/PMI/RI pentru maximul de transfer.

– CL SM este ideal pentru scenarii de viteză mică unde feedback-ul CQI/PMI/RI este precis.

– CL SM furnizează robustețe în scenarii de viteză mare unde feedback-ul nu este precis.

Fig.23: Modele de multiplexare spațială[6]

Portul 0 al antenei este în general folosit pentru SISO și SIMO. Portul 5 este folosit pentru BF și SDMA cu o matrice lineară a antenei. Complexitatea acoperirii concurentului LTE SIMO este mai scazută decât acoperirea LTE MIMO. Totodata nu sunt pierderi Tx/Rx pe CDMA sau LTE din moment ce nu este combinator cu bandă. SIMO evită nevoia de combinator în acoperirea LTE pentru CDMA/UMTS. Acoperirea LTE MIMO necesită combinatori externi.

Fig.24: SIMO pentru LTE [7]

CoMP este un concept nou în LTE. Acesta reduce/evită interferența între celule folosind spațiul și frecvența. Conține ICIC , programare coordonată și utilizează beamforming. Folosește semnalul din celula învecinată în mod constructiv și o combinare coerentă (MIMO rețea).

Fig.25: CoMP în LTE

CoMP în LTE efectuează MIMO de-a lungul sectoarelor/celulelor. Faza introdusă pe partea de downlink în schema CoMP furnizează creșterea a câștigului și creștere a complexității.

Fig.26: DL CoMP

În programarea coordonată datele sunt transmise de la un punct de transmitere, interferența nu este eliminată, doar evitată în cel mai bun mod posibil. În procesarea pe jointul de downlink cu o combinare non-coerentă datele sunt transmise din puncte multiple și construite non-coerent. Costul de oportunitate pentru folosirea acelorași resurse de la mai multe celule la un singur UE obține un câștig și o complexitate medie. În procesarea pe jointul de downlink cu o combinare coerentă datele sunt transmise din puncte multiple și construite coerent (egalizare completă). Necesită informații de stare deasupra canalului pentru a fi semnalate. În urma procesului se obține un caștig și o complexitatea ridicată.

Performanțele câștigului în MIMO: în multiplexarea spațială MIMO, folosim antene multiple de transmisie și recepție astfel încât transmisia paralelă a biților de informație pe diferite antene conduce la un transfer ridicat.

Fig.27:Performantele câștigului MIMO

Să presupunem că avem o antenă de transmisie și una de recepție pe downlink. Apoi presupunem că acest aranjament ne oferă viteze de 2 Mbps când folosim toate cele 100 de canale radio pentru un utilizator dat. Știm de pe acum că MIMO folosește aceleași resurse precum canalele radio să trimită diferiți biți de informație de la diferite antene pentru a crește transferul.

Numărul antenelor de transmisie într-un sistem MIMO indică câștigul transferului MIMO. Dacă folosim (2×2) MIMO pentru downlink, fiecare antenă de transmisie folosește același set de 100 de canale radio, conducând la 100+100=200 canale radio virtuale. Din moment ce am dublat numarul de canale de la 100 la 200, transferul crește cu un factor de 2 și devine 2 Mbps*2=4 Mbps. Un alt exemplu ar fi dacă folosim (4×4) MIMO pentru downlink, o să avem 4*100=400 canale radio virtuale în loc de 100 canale radio regulare. Atâta timp cât receptorul poate separa semnalele venite de la diferite antene de transmisie, putem să creștem transferul cu un factor de 4 (de la 2 Mbps la 8 Mbps). În mod normal, numărul de antene de transmisie ne indică cât câștig de transfer se poate obține relativ la sistemul ce conține o singură antenă de transmisie si o singură antenă de recepție. Un sistem cu un număr egal de antene de transmisie și recepție este cel mai comun.

Cap.5 Simularea unei conexiuni downlink LTE

Componentele cheie utilizate în această simulare includ:

Dimensiuni variabile de payload

Inserție CRC pe bloc de transport

Segmentare cod-bloc cu inserție CRC pe cod-bloc

Canal(turbo) de codificare

Rata de potrivire cu selecție de biți

Codare la nivel de biți

Modulare de date (QPSK, 16QAM, sau 64QAM)

Proces de demultiplexare pentru două și patru antene

Precodare pe baza listelor de coduri

Generarea de semnale OFDM

În plus față de cele de mai sus, exemplul expune un receptor ce utilizează:

Estimarea canalelor cu interpolare

MMSE bazat pe criteriul selecției listei de coduri când precodarea indicatorului de matrice(PMI) este activată

MMSE bazat pe receptor MIMO linear

Decodor de canal cu reziliere anticipată în două etape

Simularea include:

O implementare Simulink, folosind atât blocuri simulink cât și obiecte matlab „LTEDownlingExample.slx” – Fig. Blocul funcției al nivelului fizic LTE downlink cu multiplexare spațială

Implementarea codului matlab, folosind obiecte sistem din uneltele matlab „LTEDownlinkSim.m”

Rezultatele obținute în urma rularii codului : fluxurile de date recepționate și spectrul semnalului transmis și recepționat

Concluzii

Fig28: Blocul Funcției Matlab LTE downlink cu multiplexare spațială[9]

Implementarea Simulink utilizează culori pentru a evidenția semnificația fiecărei componente din figură:

Blocurile colorate cu portocaliu corespund canalului downlink de procesare a componentelor

Blocurile colorate cu albastru corespund modelarii harness

Blocurie colorate cu albastru deschis corespund pentru verificare și vizualizare

Blocurile cu galben permit interacțiunea cu utilizatorul

Acest model arată canalul DSC (eNodeB către UE) de prelucrare a nivelului fizic al LTE, specificații ce sunt dezvoltate de standardul 3GPP. LTE-advanced este unul din candidații pentru sistemele de comunicații de generație a patra (4G), aprobat de standardul ITU, cu rate de date pe downlink așteptate la peste 300 Mbps (pentru lansarea 10 și peste această versiune). Utilizînd specificațiile lansării 10 (Release 10), acest exemplu precede schemele de transmisie cu antene multiple ce obține rate de date așa mari. Utilizând antene multiple atât la transmisie cât și la recepție, cu o configurație de antene 2×2 sau 4×4 se pot obține rate de transmisie pe downlink până la 300 Mbps.

FDD (frequency-division duplexing) înseamnă că transmițătorul și receptorul operează la frecvențe purtătoare diferite. Modelul din figură evidențiază modul FDD cu specificații ce folosesc cadre radio de 10 ms compuse din 10 subcadre. Fiecare subcadru de durată o milisecundă are două sloturi consecutive.

Fig29: Structura cadrelor[9]

Canalele de transport furnizează interfața dintre nivelul MAC și nivelul fizic. Canalul DL-SCH este principalul canal de transport în LTE. Este folosit atât pentru date cât și pentru informații de control dedicate ca și parte dintr-un sistem de informații pe downlink.

Modelul din figură contine două cuvinte de cod de transmisie , două blocuri de transport pe intervalul de timp al transmisiei (TTI), cu amandouă cuvintele de cod având aceeași mărime, modulație și rată de cod. Fiecare cuvânt de cod corespunde unui singur bloc de transport.

Pentru simularea în Matlab, sunt considerate următoarele specificații:

O transmisie pe downlink pentru un singur utilizator (NcelID=0, RNTI=1)

Fară suport HARQ (numărul versiunii redundante , rvldx=0)

Prefix ciclic normal ce specifică 7 simboluri OFDM pe slot

Alocare de lațime de bandă completă bazată pe selecția utilizatorului

Constant, regiune de control specifică pentru utilizator pe durata simulării

Numai modelare de rang completă

Mărimea blocurilor de transport este predeterminată, bazată pe parametrii specificați, folosind , unde R este ținta ratei de codare, A este mărimea blocului de transport , N numărul de biți de date PDSCH disponibili pentru o alocare și configurație dată

Procesare în banda de bază doar fară modularea componentei RF

Ținând cont de aceste specificații se obține în urma simulării urmatoarele:

PBER= rata erorilor de biți pentru biții PDSCH pe cuvântul de cod

BLER= rata erorilor de bloc pentru blocurile de transport

CBER= rata erorilor de biți pentru biții de date pe cuvânt de cod

Graficele semnalului la recepție:

Fig.30: Graficele semnalului la recepție[9]

și după procesarea MIMO la recepție:

Fig.31: Graficele semnalului la recepție după procesare MIMO[9]

Fig.32: Spectrul semnalului transmis și recepționat[9]

Graficele rezultante furnizează urmatoarele concluzii :

Figurile de sus ne arată rezultatele pentru configurația de bază a modelului. Comparând cele două seturi de grafice ne permite să evaluăm separarea semnalului pe care receptorul MIMO o obține, care impactează în mod direct performanța ratei de eroare a PDSCH.

Analizând spectrul semnalului transmis și recepționat și totodată comparând cele două grafice ale spectrului pe subcadru ne permite să evidențiem selectivitatea frecvenței dea lungul timpului în canalul de fading. De reținut că doar ultimul simbol OFDM în subcadru este afișat.

Concluzii

Diversitatea este o familie de tehnici care reduce efectele de fading. În aceste tehnici, mai multe replici de același semnal de informație transmis prin canalele independente de fading sunt furnizate la recepție. În acest caz, probabilitatea tuturor componentelor semnalului simultan de fading este redusă considerabil.

Cea mai utilizată formă de diversitate este cea spațială și constă în utilizarea mai multor antene atât la emisie cât și la recepție. Diversitatea spațială oferă o creștere remarcabilă a fiabilității și este comparabilă cu creșterea puterii de emisie de 10-100 de ori.

Câștigurile de diversitate se pot obține folosind șiruri de antene la emisie, la recepție sau în ambele locații.

Spre deosebire de diversitate, multiplexarea spațială permite transmiterea simultană a mai multor fluxuri de date utilizând procesare de semnal.

„În timp ce câștigul adus prin diversitate este fundamental pentru îmbunătățirea statisticii sau a RSZ instantaneu într-un canal selectiv în frecvență, câștigul adus de multiplexarea spațială este de altă natură, mai exact el permite trimiterea unor fluxuri multiple de date în paralel, diferențiindu-le pe baza unei semnături spațiale. Un semnal cu o rată mare de simbol este împărțit în fluxuri multiple de rată inferioară ce sunt transmise de cate o antenă de emisie în parte. Daca separarea spațială este suficientă, receptorul poate deosebi aceste fluxuri, văzând canalul echivalent ca fiind alcătuit din canale separate, paralele”[1].

Deoarece tehnicile cu antene multiplă necesită cunoașterea CSI, canalul MIMO-OFDM poate fi estimat la recepție, iar această informație poate fi transmisă înapoi la emisie pentru a crește și mai mult performanțele.

Anexă – Codul Matlab:

clear functions;

chanBW = 4;

contReg = 2;

antConfig = 1;

modType = 2;

cRate = 0.5;

chanMdl = 'EPA 0Hz';

snrdB = 12.1;

enPMIfback = 1;

cbIdx = 1;

maxIter = 8;

fullDecode = 0;

showResults = 1;

showSpectrum = 1;

numSFrames = 30;

disp('Simulating LTE Downlink with Spatial Multiplexing')

[prmLTEPDSCH, prmMdl] = commExamplePrivate('ltePDSCHprms', 4, chanBW,

contReg, modType, chanMdl, antConfig, enPMIfback, cbIdx);

prmMdl.corrLevel = 'Low';

prmMdl.showResults = showResults;

prmLTEDLSCH.trellis = poly2trellis(4, [13 15], 13);

if (cRate >= 1) || (cRate <= 0)

error(message('comm:LTEDownlinkExample_init:InvalidCRate'));

end

prmLTEDLSCH.cRate = cRate;

TBLenVec = zeros(1, length(prmLTEPDSCH.numPDSCHBits));

C = zeros(1, length(TBLenVec)); Kplus = zeros(1, length(C));

for i = 1:length(TBLenVec)

TBLenVec(i) = getTBsizeRMC(modType, prmLTEDLSCH.cRate,

prmLTEPDSCH.Nrb, prmLTEPDSCH.numLayPerCW,

prmLTEPDSCH.numPDSCHBits(i));

[C(i), ~, Kplus(i)] = commExamplePrivate('lteCblkSegParams',

TBLenVec(i));

end

prmLTEDLSCH.TBLenVec = TBLenVec;

prmLTEDLSCH.maxTBLen = max(prmLTEDLSCH.TBLenVec);

prmLTEDLSCH.maxC = max(C);

prmLTEDLSCH.minC = min(C);

prmLTEDLSCH.maxKplus = max(Kplus);

prmLTEDLSCH.maxIter = maxIter;

prmLTEDLSCH.fullDecode = fullDecode;

disp(' Creating objects for simulation.');

g24a = [1 1 0 0 0 0 1 1 0 0 1 0 0 1 1 0 0 1 1 1 1 1 0 1 1];

hTBCRCGen = comm.CRCGenerator('Polynomial', g24a);

hTBCRCDet = comm.CRCDetector('Polynomial', g24a);

switch modType

case 1

symMap = [0 2 3 1];

hMod = comm.PSKModulator('ModulationOrder', 4, 'BitInput',

true, 'PhaseOffset', pi/4, 'SymbolMapping', 'Custom',

'CustomSymbolMapping', symMap);

hDemod = comm.PSKDemodulator('ModulationOrder', 4,

'BitOutput', true, 'PhaseOffset', pi/4,

'SymbolMapping', 'Custom', 'CustomSymbolMapping', symMap,

'DecisionMethod', 'Approximate log-likelihood ratio',

'VarianceSource', 'Input port');

case 2

symMap = [11 10 14 15 9 8 12 13 1 0 4 5 3 2 6 7];

hMod = comm.RectangularQAMModulator('BitInput', true,

'NormalizationMethod', 'Average power',…

'SymbolMapping', 'Custom', 'CustomSymbolMapping', symMap);

hDemod = comm.RectangularQAMDemodulator('BitOutput', true,

'NormalizationMethod', 'Average power',…

'SymbolMapping', 'Custom', 'CustomSymbolMapping', symMap,

'DecisionMethod', 'Approximate log-likelihood ratio',

'VarianceSource', 'Input port');

case 3

symMap = [47 46 42 43 59 58 62 63 45 44 40 41 57 56 60 61 37

36 32 33 49 48 52 53 39 38 34 35 51 50 54 55 7 6 2

3 19 18 22 23 5 4 0 1 17 16 20 21 13 12 8 9 25 24 28

29 15 14 10 11 27 26 30 31];

hMod = comm.RectangularQAMModulator('ModulationOrder', 64,

'BitInput', true, 'NormalizationMethod', 'Average power',

'SymbolMapping', 'Custom', 'CustomSymbolMapping', symMap);

hDemod = comm.RectangularQAMDemodulator('ModulationOrder', 64,

'BitOutput', true, 'NormalizationMethod', 'Average power',

'SymbolMapping', 'Custom', 'CustomSymbolMapping', symMap,

'DecisionMethod', 'Approximate log-likelihood ratio',

'VarianceSource', 'Input port');

end

if strcmp(chanMdl, 'Frequency-flat static MIMO')

chanObj = comm.MIMOChannel('SampleRate', prmLTEPDSCH.chanSRate,

'MaximumDopplerShift', 0,

'PathDelays', 0,

'AveragePathGains', 0,

'RandomStream', 'mt19937ar with seed',

'Seed', 100,

'SpatialCorrelation', false,

'NumTransmitAntennas', prmLTEPDSCH.numTx,

'NumReceiveAntennas', prmLTEPDSCH.numRx,

'PathGainsOutputPort', false,

'NormalizePathGains', true,

'NormalizeChannelOutputs', true);

elseif strcmp(chanMdl, 'EPA 0Hz')

EPAPathDelays = [0 30 70 90 110 190 410]*1e-9;

EPAPathGains = [0 -1 -2 -3 -8 -17.2 -20.8];

chanObj = comm.MIMOChannel('SampleRate', prmLTEPDSCH.chanSRate,

'MaximumDopplerShift', 0,

'PathDelays', EPAPathDelays,

'AveragePathGains', EPAPathGains,

'RandomStream', 'mt19937ar with seed',

'Seed', 100,

'SpatialCorrelation', false,

'NumTransmitAntennas', prmLTEPDSCH.numTx,

'NumReceiveAntennas', prmLTEPDSCH.numRx,

'PathGainsOutputPort', false,

'NormalizePathGains', true,

'NormalizeChannelOutputs', true);

else

switch antConfig

case 1

antConfigLit = '2×2';

case 2

antConfigLit = '4×4';

end

chanObj = comm.LTEMIMOChannel('SampleRate', prmLTEPDSCH.chanSRate,

'Profile', chanMdl,

'AntennaConfiguration', antConfigLit,

'CorrelationLevel', 'Low',

'RandomStream', 'mt19937ar with seed',

'Seed', 100,

'PathGainsOutputPort', false);

end

hAWGN = comm.AWGNChannel('NoiseMethod', 'Variance', 'VarianceSource',

'Input port', 'RandomStream', 'mt19937ar with seed', 'Seed', 67);

hCBer1 = comm.ErrorRate; hCBer2 = comm.ErrorRate;

hBLer1 = comm.ErrorRate; hBLer2 = comm.ErrorRate;

hPBer1 = comm.ErrorRate; hPBer2 = comm.ErrorRate;

if showResults

constell = constellation(hMod);

hScope1_1 = comm.ConstellationDiagram('ReferenceConstellation', constell,…

'YLimits', [-2 2], 'XLimits', [-2 2], 'Position',

figposition([5 60 20 25]), 'Name', 'Post OFDM Rx – 1st stream');

hScope1_2 = comm.ConstellationDiagram('ReferenceConstellation', constell,…

'YLimits', [-2 2], 'XLimits', [-2 2], 'Position',

figposition([26 60 20 25]), 'Name', 'Post OFDM Rx – 2nd stream');

hScope2_1 = comm.ConstellationDiagram('ReferenceConstellation', constell,

'YLimits', [-1.5 1.5], 'XLimits', [-1.5 1.5], 'Position',

figposition([50 60 20 25]), 'Name', 'Post MIMO Rx – 1st stream');

hScope2_2 = comm.ConstellationDiagram('ReferenceConstellation', constell,

'YLimits', [-1.5 1.5], 'XLimits', [-1.5 1.5], 'Position',

figposition([71 60 20 25]), 'Name', 'Post MIMO Rx – 2nd stream');

if (prmLTEPDSCH.numTx==4)

hScope1_3 = comm.ConstellationDiagram('ReferenceConstellation',

constell, 'YLimits', [-2 2], 'XLimits', [-2 2], 'Position',

figposition([5 24 20 25]), 'Name', 'Post OFDM Rx – 3rd stream');

hScope1_4 = comm.ConstellationDiagram('ReferenceConstellation',

constell, 'YLimits', [-2 2], 'XLimits', [-2 2], 'Position',

figposition([26 24 20 25]), 'Name', 'Post OFDM Rx – 4th stream');

hScope2_3 = comm.ConstellationDiagram('ReferenceConstellation',

constell, 'YLimits', [-1.5 1.5], 'XLimits', [-1.5 1.5],

'Position', figposition([50 24 20 25]),

'Name', 'Post MIMO Rx – 3rd stream');

hScope2_4 = comm.ConstellationDiagram('ReferenceConstellation',

constell, 'YLimits', [-1.5 1.5], 'XLimits', [-1.5 1.5],

'Position', figposition([71 24 20 25]),

'Name', 'Post MIMO Rx – 4th stream');

end

end

if showSpectrum

hSpecAnal = dsp.SpectrumAnalyzer('SampleRate', prmLTEPDSCH.chanSRate,

'SpectrumType', 'Power density', 'PowerUnits', 'dBW',

'RBWSource', 'Property', 'RBW', 15e3,

'FrequencySpan', 'Span and center frequency',

'Span', prmLTEPDSCH.BW, 'CenterFrequency', 0,

'Window', 'Rectangular', 'SpectralAverages', 10,

'Title', 'Transmitted & Received Signal Spectrum',

'YLimits', [-115 -45], 'YLabel', 'PSD', 'ShowLegend', true);

hSpecAnal.getFramework.Visual.Plotter.UserDefinedChannelNames =

{'Transmitted', 'Received'};

end

crcFlags1 = zeros(numSFrames, prmLTEDLSCH.maxC); crcFlags2 = crcFlags1;

allIters1 = zeros(numSFrames, prmLTEDLSCH.maxC); allIters2 = allIters1;

calcCbIdx = 1;

nS = 0;

tic

for idx = 1:numSFrames

disp([' Processing #' num2str(idx) ' subframe.']);

data1 = commExamplePrivate('lteGenPayload', nS, 12345,

prmLTEDLSCH.TBLenVec);

data2 = commExamplePrivate('lteGenPayload', nS, 98765,

prmLTEDLSCH.TBLenVec);

tbCrcOut1 = step(hTBCRCGen, data1);

tbCrcOut2 = step(hTBCRCGen, data2);

[out1, Kplus1, C1] = commExamplePrivate('lteTbChannelCoding',

tbCrcOut1, nS, prmLTEDLSCH, prmLTEPDSCH);

[out2, Kplus2, C2] = commExamplePrivate('lteTbChannelCoding',

tbCrcOut2, nS, prmLTEDLSCH, prmLTEPDSCH);

scramOut1 = commExamplePrivate('lteScramble', out1, nS, 0,

prmLTEPDSCH.maxG);

scramOut2 = commExamplePrivate('lteScramble', out2, nS, 1,

prmLTEPDSCH.maxG);

modOut1 = step(hMod, scramOut1);

modOut2 = step(hMod, scramOut2);

lMapOut = commExamplePrivate('lteSMLayerMapper', modOut1, modOut2,

prmLTEPDSCH);

if prmMdl.enPMIfback

useCbIdx = calcCbIdx;

else

useCbIdx = prmMdl.cbIdx;

end

[preOut, Wn] = commExamplePrivate('lteSpatialMuxPrecoder',

lMapOut, prmLTEPDSCH, useCbIdx);

csr = commExamplePrivate('lteCSRGen', nS, prmLTEPDSCH.numTx);

txGrid = commExamplePrivate('lteREMapper', preOut, csr, nS,

prmLTEPDSCH);

txSig = commExamplePrivate('lteOFDMTx', txGrid, prmLTEPDSCH.Nrb);

rxFade = step(chanObj, txSig);

sigPow = 10*log10(var(rxFade));

nVar = 10.^(0.1.*(sigPow-snrdB));

rxSig = step(hAWGN, rxFade, nVar);

if (showSpectrum)

step(hSpecAnal, [txSig(end-prmLTEPDSCH.N+1:end, 1)

rxSig(end-prmLTEPDSCH.N+1:end, 1)]);

end

rxGrid = commExamplePrivate('lteOFDMRx', rxSig, prmLTEPDSCH.Nrb,

prmLTEPDSCH.Nrb_sc, prmLTEPDSCH.Ndl_symb);

[dataRx, csrRx] = commExamplePrivate('lteExtData', rxGrid,

nS, prmLTEPDSCH);

if showResults && (nS~=0 && nS~=10)

step(hScope1_1, dataRx(:, 1));

step(hScope1_2, dataRx(:, 2));

if prmLTEPDSCH.numTx==4

step(hScope1_3, dataRx(:, 3));

step(hScope1_4, dataRx(:, 4));

end

end

chEst = commExamplePrivate('lteChanEstimate', prmLTEPDSCH, csrRx, csr);

hD = commExamplePrivate('lteExtractHData', chEst, nS, prmLTEPDSCH);

if prmMdl.enPMIfback

calcCbIdx = commExamplePrivate('lteCbSelect', hD,

prmMdl.enPMIfback, prmLTEPDSCH.numTx,

prmLTEPDSCH.numLayers, snrdB);

end

yRec = commExamplePrivate('lteMIMOReceiver', dataRx, hD,

prmLTEPDSCH, snrdB, Wn);

if showResults && (nS~=0 && nS~=10)

step(hScope2_1, yRec(:, 1));

step(hScope2_2, yRec(:, 2));

if prmLTEPDSCH.numTx==4

step(hScope2_3, yRec(:, 3));

step(hScope2_4, yRec(:, 4));

end

end

[cwOut1, cwOut2] = commExamplePrivate('lteSMLayerDemapper',

yRec, prmLTEPDSCH);

if (size(nVar,2)==2)

nVar1 = nVar(1);

nVar2 = nVar(2);

elseif (size(nVar,2)==4)

nVar1 = mean(nVar(1:2));

nVar2 = mean(nVar(3:4));

end

demodOut1 = step(hDemod, cwOut1, nVar1);

demodOut2 = step(hDemod, cwOut2, nVar2);

rxCW1 = commExamplePrivate('lteDescramble', demodOut1, nS, 0,

prmLTEPDSCH.maxG);

rxCW2 = commExamplePrivate('lteDescramble', demodOut2, nS, 1,

prmLTEPDSCH.maxG);

pber1 = step(hPBer1, out1, logical((1-sign(rxCW1))./2));

pber2 = step(hPBer2, out2, logical((1-sign(rxCW2))./2));

[decTbData1, crcCbFlags1, iters1] = commExamplePrivate(

'lteTbChannelDecoding', nS, rxCW1, Kplus1, C1,

prmLTEDLSCH, prmLTEPDSCH);

[decTbData2, crcCbFlags2, iters2] = commExamplePrivate(

'lteTbChannelDecoding', nS, rxCW2, Kplus2, C2,

prmLTEDLSCH, prmLTEPDSCH);

[tbCrcOut1, crcTbFlag1] = step(hTBCRCDet, decTbData1);

[tbCrcOut2, crcTbFlag2] = step(hTBCRCDet, decTbData2);

cber1 = step(hCBer1, data1, tbCrcOut1);

cber2 = step(hCBer2, data2, tbCrcOut2);

if (prmLTEDLSCH.maxC==1)

crcCbFlags1 = crcTbFlag1;

crcCbFlags2 = crcTbFlag2;

end

bler1 = step(hBLer1, false, any(crcCbFlags1));

bler2 = step(hBLer2, false, any(crcCbFlags2));

nS = nS + 2;

if nS > 19

nS = mod(nS, 20);

end

crcFlags1(idx, 🙂 = crcCbFlags1;

allIters1(idx, 🙂 = iters1;

crcFlags2(idx, 🙂 = crcCbFlags2;

allIters2(idx, 🙂 = iters2;

end

toc;

disp('BLER, CBER, PBER per Codeword (2×3 matrix)')

errorRates = [bler1(1) cber1(1) pber1(1); bler2(1) cber2(1) pber2(1)];

disp(errorRates)

disp('Errors and bits/blocks processed per codeword')

CW1_errs_processed = [bler1(2:3) cber1(2:3) pber1(2:3)];

CW2_errs_processed = [bler2(2:3) cber2(2:3) pber2(2:3)];

disp(CW1_errs_processed)

disp(CW2_errs_processed)

Bibliografie

[1] Andrei Alexandru Enescu – „Tehnologia antenelor MIMO”, 2012,

http://aenescu.com/wp-content/uploads/2012/09/Raport-stiintific.pdf

[2] Zolt Polgar – Curs 4 – „Caracterizarea canalului radio mobil.Tipuri de diversitate și tehnici de exploatare a diversității”, 2012,

http://users.utcluj.ro/~dtl/STLA/Cursuri/Curs_4.pdf

[3] Andrea Goldsmith – „Wireless communications”, 2005, Cambridge University Press

[4] Mohamed Ibnkahla – „Signal Processing for Mobile Communications Handbook”, 2005

CRC Press LLC

[5] Alcatel-Lucent University – TBU30707W: „MIMO techniques and benefits”, 2010

[6] Alcatel-Lucent University – LTW549W: „Multiple Antenna Techniques”, 2008

[7] Alcatel-Lucent University – 3FL99430AAAA: „LTE advanced:a broad overview”

[8] MIMO – „MIMO in wireless communication”

http://en.wikipedia.org/wiki/MIMO

[9] LTE PHY downlink with spatial multiplexing – „Matlab R2014a Documentation”

http://www.mathworks.com/help/comm/examples/lte-phy-downlink-with-spatial- multiplexing.html

Bibliografie

[1] Andrei Alexandru Enescu – „Tehnologia antenelor MIMO”, 2012,

http://aenescu.com/wp-content/uploads/2012/09/Raport-stiintific.pdf

[2] Zolt Polgar – Curs 4 – „Caracterizarea canalului radio mobil.Tipuri de diversitate și tehnici de exploatare a diversității”, 2012,

http://users.utcluj.ro/~dtl/STLA/Cursuri/Curs_4.pdf

[3] Andrea Goldsmith – „Wireless communications”, 2005, Cambridge University Press

[4] Mohamed Ibnkahla – „Signal Processing for Mobile Communications Handbook”, 2005

CRC Press LLC

[5] Alcatel-Lucent University – TBU30707W: „MIMO techniques and benefits”, 2010

[6] Alcatel-Lucent University – LTW549W: „Multiple Antenna Techniques”, 2008

[7] Alcatel-Lucent University – 3FL99430AAAA: „LTE advanced:a broad overview”

[8] MIMO – „MIMO in wireless communication”

http://en.wikipedia.org/wiki/MIMO

[9] LTE PHY downlink with spatial multiplexing – „Matlab R2014a Documentation”

http://www.mathworks.com/help/comm/examples/lte-phy-downlink-with-spatial- multiplexing.html

Anexă – Codul Matlab:

clear functions;

chanBW = 4;

contReg = 2;

antConfig = 1;

modType = 2;

cRate = 0.5;

chanMdl = 'EPA 0Hz';

snrdB = 12.1;

enPMIfback = 1;

cbIdx = 1;

maxIter = 8;

fullDecode = 0;

showResults = 1;

showSpectrum = 1;

numSFrames = 30;

disp('Simulating LTE Downlink with Spatial Multiplexing')

[prmLTEPDSCH, prmMdl] = commExamplePrivate('ltePDSCHprms', 4, chanBW,

contReg, modType, chanMdl, antConfig, enPMIfback, cbIdx);

prmMdl.corrLevel = 'Low';

prmMdl.showResults = showResults;

prmLTEDLSCH.trellis = poly2trellis(4, [13 15], 13);

if (cRate >= 1) || (cRate <= 0)

error(message('comm:LTEDownlinkExample_init:InvalidCRate'));

end

prmLTEDLSCH.cRate = cRate;

TBLenVec = zeros(1, length(prmLTEPDSCH.numPDSCHBits));

C = zeros(1, length(TBLenVec)); Kplus = zeros(1, length(C));

for i = 1:length(TBLenVec)

TBLenVec(i) = getTBsizeRMC(modType, prmLTEDLSCH.cRate,

prmLTEPDSCH.Nrb, prmLTEPDSCH.numLayPerCW,

prmLTEPDSCH.numPDSCHBits(i));

[C(i), ~, Kplus(i)] = commExamplePrivate('lteCblkSegParams',

TBLenVec(i));

end

prmLTEDLSCH.TBLenVec = TBLenVec;

prmLTEDLSCH.maxTBLen = max(prmLTEDLSCH.TBLenVec);

prmLTEDLSCH.maxC = max(C);

prmLTEDLSCH.minC = min(C);

prmLTEDLSCH.maxKplus = max(Kplus);

prmLTEDLSCH.maxIter = maxIter;

prmLTEDLSCH.fullDecode = fullDecode;

disp(' Creating objects for simulation.');

g24a = [1 1 0 0 0 0 1 1 0 0 1 0 0 1 1 0 0 1 1 1 1 1 0 1 1];

hTBCRCGen = comm.CRCGenerator('Polynomial', g24a);

hTBCRCDet = comm.CRCDetector('Polynomial', g24a);

switch modType

case 1

symMap = [0 2 3 1];

hMod = comm.PSKModulator('ModulationOrder', 4, 'BitInput',

true, 'PhaseOffset', pi/4, 'SymbolMapping', 'Custom',

'CustomSymbolMapping', symMap);

hDemod = comm.PSKDemodulator('ModulationOrder', 4,

'BitOutput', true, 'PhaseOffset', pi/4,

'SymbolMapping', 'Custom', 'CustomSymbolMapping', symMap,

'DecisionMethod', 'Approximate log-likelihood ratio',

'VarianceSource', 'Input port');

case 2

symMap = [11 10 14 15 9 8 12 13 1 0 4 5 3 2 6 7];

hMod = comm.RectangularQAMModulator('BitInput', true,

'NormalizationMethod', 'Average power',…

'SymbolMapping', 'Custom', 'CustomSymbolMapping', symMap);

hDemod = comm.RectangularQAMDemodulator('BitOutput', true,

'NormalizationMethod', 'Average power',…

'SymbolMapping', 'Custom', 'CustomSymbolMapping', symMap,

'DecisionMethod', 'Approximate log-likelihood ratio',

'VarianceSource', 'Input port');

case 3

symMap = [47 46 42 43 59 58 62 63 45 44 40 41 57 56 60 61 37

36 32 33 49 48 52 53 39 38 34 35 51 50 54 55 7 6 2

3 19 18 22 23 5 4 0 1 17 16 20 21 13 12 8 9 25 24 28

29 15 14 10 11 27 26 30 31];

hMod = comm.RectangularQAMModulator('ModulationOrder', 64,

'BitInput', true, 'NormalizationMethod', 'Average power',

'SymbolMapping', 'Custom', 'CustomSymbolMapping', symMap);

hDemod = comm.RectangularQAMDemodulator('ModulationOrder', 64,

'BitOutput', true, 'NormalizationMethod', 'Average power',

'SymbolMapping', 'Custom', 'CustomSymbolMapping', symMap,

'DecisionMethod', 'Approximate log-likelihood ratio',

'VarianceSource', 'Input port');

end

if strcmp(chanMdl, 'Frequency-flat static MIMO')

chanObj = comm.MIMOChannel('SampleRate', prmLTEPDSCH.chanSRate,

'MaximumDopplerShift', 0,

'PathDelays', 0,

'AveragePathGains', 0,

'RandomStream', 'mt19937ar with seed',

'Seed', 100,

'SpatialCorrelation', false,

'NumTransmitAntennas', prmLTEPDSCH.numTx,

'NumReceiveAntennas', prmLTEPDSCH.numRx,

'PathGainsOutputPort', false,

'NormalizePathGains', true,

'NormalizeChannelOutputs', true);

elseif strcmp(chanMdl, 'EPA 0Hz')

EPAPathDelays = [0 30 70 90 110 190 410]*1e-9;

EPAPathGains = [0 -1 -2 -3 -8 -17.2 -20.8];

chanObj = comm.MIMOChannel('SampleRate', prmLTEPDSCH.chanSRate,

'MaximumDopplerShift', 0,

'PathDelays', EPAPathDelays,

'AveragePathGains', EPAPathGains,

'RandomStream', 'mt19937ar with seed',

'Seed', 100,

'SpatialCorrelation', false,

'NumTransmitAntennas', prmLTEPDSCH.numTx,

'NumReceiveAntennas', prmLTEPDSCH.numRx,

'PathGainsOutputPort', false,

'NormalizePathGains', true,

'NormalizeChannelOutputs', true);

else

switch antConfig

case 1

antConfigLit = '2×2';

case 2

antConfigLit = '4×4';

end

chanObj = comm.LTEMIMOChannel('SampleRate', prmLTEPDSCH.chanSRate,

'Profile', chanMdl,

'AntennaConfiguration', antConfigLit,

'CorrelationLevel', 'Low',

'RandomStream', 'mt19937ar with seed',

'Seed', 100,

'PathGainsOutputPort', false);

end

hAWGN = comm.AWGNChannel('NoiseMethod', 'Variance', 'VarianceSource',

'Input port', 'RandomStream', 'mt19937ar with seed', 'Seed', 67);

hCBer1 = comm.ErrorRate; hCBer2 = comm.ErrorRate;

hBLer1 = comm.ErrorRate; hBLer2 = comm.ErrorRate;

hPBer1 = comm.ErrorRate; hPBer2 = comm.ErrorRate;

if showResults

constell = constellation(hMod);

hScope1_1 = comm.ConstellationDiagram('ReferenceConstellation', constell,…

'YLimits', [-2 2], 'XLimits', [-2 2], 'Position',

figposition([5 60 20 25]), 'Name', 'Post OFDM Rx – 1st stream');

hScope1_2 = comm.ConstellationDiagram('ReferenceConstellation', constell,…

'YLimits', [-2 2], 'XLimits', [-2 2], 'Position',

figposition([26 60 20 25]), 'Name', 'Post OFDM Rx – 2nd stream');

hScope2_1 = comm.ConstellationDiagram('ReferenceConstellation', constell,

'YLimits', [-1.5 1.5], 'XLimits', [-1.5 1.5], 'Position',

figposition([50 60 20 25]), 'Name', 'Post MIMO Rx – 1st stream');

hScope2_2 = comm.ConstellationDiagram('ReferenceConstellation', constell,

'YLimits', [-1.5 1.5], 'XLimits', [-1.5 1.5], 'Position',

figposition([71 60 20 25]), 'Name', 'Post MIMO Rx – 2nd stream');

if (prmLTEPDSCH.numTx==4)

hScope1_3 = comm.ConstellationDiagram('ReferenceConstellation',

constell, 'YLimits', [-2 2], 'XLimits', [-2 2], 'Position',

figposition([5 24 20 25]), 'Name', 'Post OFDM Rx – 3rd stream');

hScope1_4 = comm.ConstellationDiagram('ReferenceConstellation',

constell, 'YLimits', [-2 2], 'XLimits', [-2 2], 'Position',

figposition([26 24 20 25]), 'Name', 'Post OFDM Rx – 4th stream');

hScope2_3 = comm.ConstellationDiagram('ReferenceConstellation',

constell, 'YLimits', [-1.5 1.5], 'XLimits', [-1.5 1.5],

'Position', figposition([50 24 20 25]),

'Name', 'Post MIMO Rx – 3rd stream');

hScope2_4 = comm.ConstellationDiagram('ReferenceConstellation',

constell, 'YLimits', [-1.5 1.5], 'XLimits', [-1.5 1.5],

'Position', figposition([71 24 20 25]),

'Name', 'Post MIMO Rx – 4th stream');

end

end

if showSpectrum

hSpecAnal = dsp.SpectrumAnalyzer('SampleRate', prmLTEPDSCH.chanSRate,

'SpectrumType', 'Power density', 'PowerUnits', 'dBW',

'RBWSource', 'Property', 'RBW', 15e3,

'FrequencySpan', 'Span and center frequency',

'Span', prmLTEPDSCH.BW, 'CenterFrequency', 0,

'Window', 'Rectangular', 'SpectralAverages', 10,

'Title', 'Transmitted & Received Signal Spectrum',

'YLimits', [-115 -45], 'YLabel', 'PSD', 'ShowLegend', true);

hSpecAnal.getFramework.Visual.Plotter.UserDefinedChannelNames =

{'Transmitted', 'Received'};

end

crcFlags1 = zeros(numSFrames, prmLTEDLSCH.maxC); crcFlags2 = crcFlags1;

allIters1 = zeros(numSFrames, prmLTEDLSCH.maxC); allIters2 = allIters1;

calcCbIdx = 1;

nS = 0;

tic

for idx = 1:numSFrames

disp([' Processing #' num2str(idx) ' subframe.']);

data1 = commExamplePrivate('lteGenPayload', nS, 12345,

prmLTEDLSCH.TBLenVec);

data2 = commExamplePrivate('lteGenPayload', nS, 98765,

prmLTEDLSCH.TBLenVec);

tbCrcOut1 = step(hTBCRCGen, data1);

tbCrcOut2 = step(hTBCRCGen, data2);

[out1, Kplus1, C1] = commExamplePrivate('lteTbChannelCoding',

tbCrcOut1, nS, prmLTEDLSCH, prmLTEPDSCH);

[out2, Kplus2, C2] = commExamplePrivate('lteTbChannelCoding',

tbCrcOut2, nS, prmLTEDLSCH, prmLTEPDSCH);

scramOut1 = commExamplePrivate('lteScramble', out1, nS, 0,

prmLTEPDSCH.maxG);

scramOut2 = commExamplePrivate('lteScramble', out2, nS, 1,

prmLTEPDSCH.maxG);

modOut1 = step(hMod, scramOut1);

modOut2 = step(hMod, scramOut2);

lMapOut = commExamplePrivate('lteSMLayerMapper', modOut1, modOut2,

prmLTEPDSCH);

if prmMdl.enPMIfback

useCbIdx = calcCbIdx;

else

useCbIdx = prmMdl.cbIdx;

end

[preOut, Wn] = commExamplePrivate('lteSpatialMuxPrecoder',

lMapOut, prmLTEPDSCH, useCbIdx);

csr = commExamplePrivate('lteCSRGen', nS, prmLTEPDSCH.numTx);

txGrid = commExamplePrivate('lteREMapper', preOut, csr, nS,

prmLTEPDSCH);

txSig = commExamplePrivate('lteOFDMTx', txGrid, prmLTEPDSCH.Nrb);

rxFade = step(chanObj, txSig);

sigPow = 10*log10(var(rxFade));

nVar = 10.^(0.1.*(sigPow-snrdB));

rxSig = step(hAWGN, rxFade, nVar);

if (showSpectrum)

step(hSpecAnal, [txSig(end-prmLTEPDSCH.N+1:end, 1)

rxSig(end-prmLTEPDSCH.N+1:end, 1)]);

end

rxGrid = commExamplePrivate('lteOFDMRx', rxSig, prmLTEPDSCH.Nrb,

prmLTEPDSCH.Nrb_sc, prmLTEPDSCH.Ndl_symb);

[dataRx, csrRx] = commExamplePrivate('lteExtData', rxGrid,

nS, prmLTEPDSCH);

if showResults && (nS~=0 && nS~=10)

step(hScope1_1, dataRx(:, 1));

step(hScope1_2, dataRx(:, 2));

if prmLTEPDSCH.numTx==4

step(hScope1_3, dataRx(:, 3));

step(hScope1_4, dataRx(:, 4));

end

end

chEst = commExamplePrivate('lteChanEstimate', prmLTEPDSCH, csrRx, csr);

hD = commExamplePrivate('lteExtractHData', chEst, nS, prmLTEPDSCH);

if prmMdl.enPMIfback

calcCbIdx = commExamplePrivate('lteCbSelect', hD,

prmMdl.enPMIfback, prmLTEPDSCH.numTx,

prmLTEPDSCH.numLayers, snrdB);

end

yRec = commExamplePrivate('lteMIMOReceiver', dataRx, hD,

prmLTEPDSCH, snrdB, Wn);

if showResults && (nS~=0 && nS~=10)

step(hScope2_1, yRec(:, 1));

step(hScope2_2, yRec(:, 2));

if prmLTEPDSCH.numTx==4

step(hScope2_3, yRec(:, 3));

step(hScope2_4, yRec(:, 4));

end

end

[cwOut1, cwOut2] = commExamplePrivate('lteSMLayerDemapper',

yRec, prmLTEPDSCH);

if (size(nVar,2)==2)

nVar1 = nVar(1);

nVar2 = nVar(2);

elseif (size(nVar,2)==4)

nVar1 = mean(nVar(1:2));

nVar2 = mean(nVar(3:4));

end

demodOut1 = step(hDemod, cwOut1, nVar1);

demodOut2 = step(hDemod, cwOut2, nVar2);

rxCW1 = commExamplePrivate('lteDescramble', demodOut1, nS, 0,

prmLTEPDSCH.maxG);

rxCW2 = commExamplePrivate('lteDescramble', demodOut2, nS, 1,

prmLTEPDSCH.maxG);

pber1 = step(hPBer1, out1, logical((1-sign(rxCW1))./2));

pber2 = step(hPBer2, out2, logical((1-sign(rxCW2))./2));

[decTbData1, crcCbFlags1, iters1] = commExamplePrivate(

'lteTbChannelDecoding', nS, rxCW1, Kplus1, C1,

prmLTEDLSCH, prmLTEPDSCH);

[decTbData2, crcCbFlags2, iters2] = commExamplePrivate(

'lteTbChannelDecoding', nS, rxCW2, Kplus2, C2,

prmLTEDLSCH, prmLTEPDSCH);

[tbCrcOut1, crcTbFlag1] = step(hTBCRCDet, decTbData1);

[tbCrcOut2, crcTbFlag2] = step(hTBCRCDet, decTbData2);

cber1 = step(hCBer1, data1, tbCrcOut1);

cber2 = step(hCBer2, data2, tbCrcOut2);

if (prmLTEDLSCH.maxC==1)

crcCbFlags1 = crcTbFlag1;

crcCbFlags2 = crcTbFlag2;

end

bler1 = step(hBLer1, false, any(crcCbFlags1));

bler2 = step(hBLer2, false, any(crcCbFlags2));

nS = nS + 2;

if nS > 19

nS = mod(nS, 20);

end

crcFlags1(idx, 🙂 = crcCbFlags1;

allIters1(idx, 🙂 = iters1;

crcFlags2(idx, 🙂 = crcCbFlags2;

allIters2(idx, 🙂 = iters2;

end

toc;

disp('BLER, CBER, PBER per Codeword (2×3 matrix)')

errorRates = [bler1(1) cber1(1) pber1(1); bler2(1) cber2(1) pber2(1)];

disp(errorRates)

disp('Errors and bits/blocks processed per codeword')

CW1_errs_processed = [bler1(2:3) cber1(2:3) pber1(2:3)];

CW2_errs_processed = [bler2(2:3) cber2(2:3) pber2(2:3)];

disp(CW1_errs_processed)

disp(CW2_errs_processed)